Das QRP-Baubuch – Kapitel 3

Verstärker für Nieder- und Hochfrequenz

3.1 Einleitung

Verstärkerschaltungen stellen neben Oszillatoren die wichtigsten Grundschaltungen in der Nachrichtentechnik dar. Deshalb sollen zuerst einmal einige theoretischen Grundlagen erläutert werden, soweit sie zum Verständnis der Schaltungen in diesem Buch notwendig sind. Daran anschließend enthält dieses Kapitel praktisch verwendbare Baupläne für Nieder- und Hochfrequenzverstärker, die man in einfachen Funkgeräten einsetzen kann. Um dem Leser einen Einstieg in den Selbstbau zu erleichtern, werden nur wenig komplexe Verstärkerschaltungen vorgestellt. Viele der in diesem Buch vorgestellten Sender, Empfänger und Transceiver enthalten ebenfalls einige der im Anschluss beschriebenen Module. Man ist als als Neuling gut beraten, einige dieser praxiserprobten Schaltungen aufzubauen und zu erproben.

Um das Verständnis der Abläufe in einem Transistorverstärker zu vertiefen, eine kurze Betrachtung von

3.2 Verstärkergrundschaltungen und deren Betriebsarten

Die am häufigsten verwendete Grundschaltung eines Transistors in einem Verstärker ist die sog. Emitterschaltung. Der Emitter des Transistors liegt am gemeinsamen Massepotenzial (Bezugspotential) von Ein- und Ausgang der Verstärkerstufe. Verstärker in Emitterschaltung werden sowohl als NF- und als HF-Verstärker eingesetzt.

Der Signaleingang bei dieser Schaltung ist die Basis, der Ausgang ist am Kollektor. Eine Spannung an der Basis erzeugt einen relativ geringen Strom über die Basis-Emitterstrecke des Transistors. Die Diode zwischen Emitter und Basis des Transistors wird in Durchlassrichtung betrieben, hat also folglich einen geringen Widerstand. Deshalb ist der Eingangswiderstand der Emitterschaltung nieder- bis mittelohmig (100 – 1000 Ohm).

Der Basisstrom (I_BE) steuert den Stromfluss über die Emitter-Kollektorstrecke (I_CE). Steigt I_B, erhöht sich auch I_CE. Dieser Strom verursacht einen Spannungsabfall von U_B am Lastwiderstand R_L. Dort kann dann eine Spannung abgenommen werden, die im Vergleich zur Basisspannung eine umgekehrte Phasenlage aufweist, aber im Idealfall ein identisches Abbild der Eingangsspannung ist.

Das Verhältnis von Emitter-Kollektorstrom zu Basisstrom wird als Stromverstärkungsfaktor (Beta oder h_FE) bezeichnet:

Dieser Wert ist für jeden erhältlichen Transistor in den Datenblättern der Hersteller angegeben. Da Strom und Spannung verstärkt werden, kann man sagen dass die Emitterschaltung eine hohe Leistungsverstärkung ermöglicht, denn es gilt: P = U*I.

Aus diesem Grund wird sie für Verstärkerschaltungen im HF-Bereich bevorzugt eingesetzt. Ein Nachteil der Schaltung liegt darin, dass die Grenzfrequenz eines Verstärkers in Emitterschaltung geringfügig geringer ist, als wenn z.B. die Basis auf dem Bezugspotential liegt (Basisschaltung). Dies lässt sich aber ausgleichen, wenn man Transistoren mit einem ausreichend hohen Wert von ft einsetzt.

3.3 Arbeitspunkteinstellungen bei Transistorverstärkern

Je nachdem, ob der Verstärker von vornherein mit einem bestimmten Basisstrom betrieben wird oder nicht, kann man verschiedene Arbeitspunkte unterscheiden.

Wenn man die Transistorkennlinie (I_CE in Abhängigkeit von I_B) betrachtet, erkennt man, dass es ein Intervall des Basisstroms gibt, bei dem eine Stromänderung an der Basis (I_B) linear in eine Kollektorstromänderung (I_CE) umgesetzt wird. Diese sehr lineare Umsetzung eines Basisstroms in einen Kollektorstrom wird in den meisten Fällen gewünscht. Beginnen wir also mit dem wichtigsten Modus einen Transistorverstärker zu betreiben, dem

3.3.1 A-Betrieb

Wie aufgezeigt ist bei einem bipolaren Transistor der Widerstand der Emitter-Kollektorstrecke (R_CE) und damit der über diesen Widerstand fließende Strom (I_CE) abhängig vom Basisstrom (I_B). Wenn man an die Basis eine permanente Gleichspannung anlegt, fließt daraufhin ein bestimmter Strom über die Emitter-Kollektorstrecke. Diesen Strom bezeichnet man in einem Verstärker auch als Ruhestrom.

Überlagert man dieser voreingestellten Gleichspannung eine Wechselspannung, die man zusätzlich auf den Eingang des Transistors gibt, erzeugt diese einen ständig wechselnden Basisstrom, der um einen Mittelwert pendelt, welcher vom Ruhestrom bestimmt wird. Die Werte von Gleichspannung und überlagerter Wechselspannung addieren sich, wenn die Wechselspannung positiv ist, und subtrahiert den Wert der Wechselspannung von der Gleichspannung, wenn diese negativ ist.

Wird dieser Ruhestrom so eingestellt, dass er ohne angelegte Wechselspannung genau in der Mitte des Kennlinienbereiches liegt, in dem der Transistor linear verstärkt, betreibt man den Transistor im sogenannten A-Betrieb. Dieser Betriebsmodus erzeugt einen linear vom Basisstrom (und damit weitgehend von der Basisspannung) abhängigen Kollektorstrom. Man kann also am Verstärkerausgang eine identische Signalform wie am Verstärkereingang erwarten. Basisspannungsänderungen werden linear in Kollektorspannungsänderungen übertragen. Dabei bleibt der Transistor solange im linearen Bereich, bis die Gesamtspannung an der Basis zu groß oder zu klein wird, um noch proportional verstärkt zu werden. Man spricht dann von der Sättigung des Transistors (Vollaussteuerung, oberes Ende der Kennlinie) oder im umgekehrten Fall, wenn der Transistor auf der Strecke Emitter-Kollektor hochohmig ist, von der Stromlosigkeit der Emitter-Kollektorstrecke.

In Abb. 5c Bild 1) sieht man eine Gleichspannung an der Basis des Transistors, die einen fest eingestellten Ruhestrom im Kollektorkreis fließen lässt. In Bild 2) erkennt man die Wechselspannung, die verstärkt werden soll. In Bild 3) werden diese beiden Spannung an der Basis des Transistors zusammengeführt, so dass sich eine pulsierende Gleichspannung ergibt. Die Stärke des permanenten Basisstroms (Ruhestrom) wird ein einem Transistorverstärker meist mit einem aus 2 Widerständen bestehenden Basisspannungsteiler fest eingestellt. Diese Vorspannungserzeugung entnehmen Sie bitte Abb. 6a Bild 1).

Wie kann man die Vorspannung an der Basis erzeugen?

R1 und R2 bilden den sogenannten Basisspannungsteiler. Die Höhe der an der Basis anliegenden Vorspannung ist neben dem Widerstand der Emitter-Basis-Diode (RBE) abhängig vom Widerstandsverhältnis R1 / R2. Natürlich gibt es für exakte Dimensionierung des Spannungsteilers Gleichungen und Formeln. Diese sollen aber an dieser Stelle nicht besprochen werden. Falls für den Leser von Interesse, enthalten die Erläuterungen am Schluss des Buches eine genauere Herleitung für die Berechnung der Werte der Widerstände in einer Transistorstufe. Für eine überschlägige Bestimmung haben sich aber Richtwerte etabliert, nach denen diese Spannungsteiler leicht ohne mathematischen Aufwand zu bestimmen sind. Für Verstärker, die keine Leistungsverstärker sind, und die Siliziumtransistoren als Verstärkerelemente enthalten, und bei denen der Widerstandswert von R2 im Bereich von 2 kOhm bis 5,6 kOhm liegt, geht man von der Annahme aus, dass R1 ca. 2,5 bis 4 mal so groß ist wie R2.

Zusätzlich ist es nötig, den eingestellten Arbeitspunkt des Transistors gegen Temperaturschwankungen zu stabilisieren. Ohne eine Stabilisierung würde sich der Transistor über kurz oder lang selbst zerstören. Die einfache Begründung für das Selbstmordverhalten des Transistors: Die Spannung, die an die Basis angelegt werden muss, um einen bestimmten Kollektorstrom fließen zu lassen, sinkt, wenn der Transistor (bzw. die Sperrchicht der Basis-Emitterdiode) wärmer wird. Bei gleichbleibender Spannung steigt dadurch der Strom über die Basis bei Erwärmung der Grenzschicht der Diode. Ob diese Erwärmung durch äußere Einflüsse (Wärmezufuhr) oder innere (Sperrschichterwärmung wegen der auftretenden Verlustleistung) entsteht, ist unerheblich. Folglich würde der Kollektorstrom immer weiter steigen, bis die Sperrschichttemperatur die kritische Grenze überschritten hat, und der Transistor zerstört würde. Das Gegenmittel ist der Widerstand R3.

Seine Wirkung ist schnell erklärt: Wenn der Widerstand des Transistors (RCE) kleiner wird, steigt der Strom über den Transistor. Als Folge steigt die Emitterspannung am Widerstand R3. Dadurch verkleinert sich der Wert der zwischen Basis und Emitter liegenden Spannung, die Verstärkung des Transistors geht zurück. Die Schaltung stabilisiert sich, weil der Strom, und damit die Verlustleistung sinken. Dieser stabilisierende Widerstand senkt jedoch den Verstärkungsfaktor der Schaltung ab. Um dem Wechselstrom einen möglichst geringen Widerstand entgegenzusetzen, und damit den Verstärkungsfaktor nicht zu weit abfallen zu lassen, wird R3 mit einem Kondensator überbrückt. Vergleichen Sie bitte dazu die Abb. 5a.

Der Wert von R3 ist abhängig vom Kollektorstrom. Je höher IC ist, desto kleiner muss RE werden. In der Praxis liegt der Wert von RE bei Verstärkerstufen, die keine Leistungsverstärkung erzeugen, zwischen 150 Ohm und 1,5 kOhm . Bei Leistungsverstärkern kann der Wert bis auf Bruchteile von einem Ohm sinken, dann sind aber zusätzliche Maßnahmen zur Arbeitspunktstabilisierung notwendig.

Der Lastwiderstand RL in Abb. 5a wird so bestimmt, dass bei einem für die Stufe festgelegten maximalen Emitterstrom die halbe Betriebsspannung an ihm abfällt. Neben dieser einfachen Berechnung findet sich ebenso wie für die genaue Dimensionierung des Emitterwiderstandes RE unter den weitergehenden Erklärungen am Ende des Buches einige Gleichungen, nach denen die Werte exakt berechnet werden können.

Die typische Spannungsverteilung in einem Kleinsignalverstärker in Emitterschaltung kann so aussehen:

 

Die Spannung zwischen Basis und Emitter (U_BE) beträgt ungefähr 0,7 V. U_R3 ist abhängig vom Strom über die Emitter-Kollektorstrecke (U_CE).

3.3.2 C-Betrieb

Es ist möglich, den Transistorverstärker völlig ohne eine Basisvorspannung zu betreiben.

In Abb. 7, Bild 2a) und b), wird keine positive Basisvorspannung erzeugt. Dies hat zur Folge, dass der Transistor nur leitet, wenn ein Impuls der Eingangswechselspannung, der allerdings groß genug sein muss (größer als 0,75 V beim Si-Transistor), ihn kurzzeitig durchsteuert. Diese Arbeitsweise ist nicht linear, weil nur die Impulsspitzen verstärkt werden. Daraus ergeben sich starke Verzerrungen. Die Signalform am Ausgang ist kein wirkliches Abbild der Signale am Eingang mehr, weil nur noch Teile der positiven Wechselspannungsspitzen ein Durchsteuern des Transistors auslösen. Der größte Teil der Eingangswechselspannung wird nicht verstärkt. Der Transistor arbeitet nur einen geringen Teil der Zeit, die für die Verstärkung eines vollen Zyklus der Wechselspannung am Eingang benötigt wird. Daraus ergibt sich eine geringere thermische Belastung des Halbleiters.

Dass ein solches verzerrtes Signal bei den meisten HF-Verstärkern am Ausgang trotzdem sinusförmig aussieht, hat einen einfachen Grund. Die Schwingkreise, mit denen solch eine C-Verstärkerstufe in der Regel abgeschlossen ist (vergl. Abb. 6a Bild 2a und 2b), werden durch diese Impulse “angestoßen” und produzieren daraufhin aufgrund der Energiezufuhr wieder Sinuswellen. Aus der Impulsspannung wird also durch Filterung im Schwingkreis wieder eine Sinusspannung. Das Signal selber ist aber verzerrt, weil bestimmte Teile (eben jene mit niedriger oder negativer Amplitude) gar nicht verstärkt werden.

Für SSB-Sender scheiden C-Verstärker wegen der mangelhaften Linearität daher aus. Hier werden die Senderstufen durchweg im A-Betrieb gesteuert, wenn sie auf der Ebene der kleinen Leistungen arbeiten. Nur die Senderendstufen, bei denen der Ruhestrom zu groß für permanenten Stromfluss wäre, werden im AB-Modus betrieben. Reine CW-Sender arbeiten dagegen durchweg im C-Betrieb, weil hier der Wirkungsgrad wegen des fehlenden Ruhestromes günstiger ist und es nicht auf die Kurvenform des Signals und mögliche Verzerrungen der verstärkten HF-Spannung ankommt. Abschließende Filter am Senderausgang sind deshalb bei diesen Verstärkern obligatorisch.

3.3.3 B-Betrieb und Gegentaktschaltungen

Der B-Verstärker wird vorwiegend in Gegentaktschaltung betrieben. Die klassische Schaltung ist die in Abb. 7 Bild a) gezeigte mit zwei sog. Komplementärtransistoren (NPN-PNP-Paar). Beim Anlegen einer Wechselspannung an den gemeinsamen Eingang ist immer ein Transistor leitend und der andere nicht. Jeder der Transistoren verstärkt immer nur eine Halbwelle, abhängig von seiner Polung. Ähnlich wie im C-Betrieb wird jeder der beiden Transistoren nur durch positive, bzw. negative beim PNP-Transistor, Halbwellen angesteuert. Der Arbeitspunkt liegt im unteren Kennlinienknick, als gerade am Beginn des Bereiches, wo der Transistor zu leiten beginnt.

Wenn 2 gleich gepolte Transistoren eingebaut werden, wird die Eingangswechselspannung über einen Transformator am Eingang so geteilt, dass jeder Transistor mit einem um 180° Phasenwinkel differierenden Signal gespeist wird. Hierbei handelt es sich um eine Parallelgegentaktschaltung (Abb. 7 Bild b). Sie erfordert einen Phasenteiler, der in meisten Fällen als Eingangtransformator aus einem Ringkern ausgeführt sein kann (Vgl. Gegentakt-Senderendstufen für SSB in diesem Buch). Der Ausgangskreis besteht dann auch wieder aus einem HF-Transformator, der zugleich noch eine Impedanztransformation durchführen kann.

Einige Worte zur Erzeugung der richtigen Basisvorspannung:

In Bild 3) von Abb. 6a wird eine typische Vorspannungserzeugung für eine SSB-Senderendstufe gezeigt, die im AB-Betrieb arbeitet. Die Diode erzeugt einen Spannungsabfall, als Restspannung bleiben die 0,7 V Sperrspannung der Silizium-Diode stehen. Diese sind genau richtig für den Arbeitspunkt im AB-Betrieb, der eine Idee weiter vom Kennlinienknick entfernt liegt als der B-Punkt. Diese Vorspannungserzeugung findet man sowohl in preisgünstigen SSB-Transceivern kommerzieller Bauart, in CB-Geräten mit SSB-Teil und natürlich im QRP-Equipment von Amateuren.

Die Diode ist eine Universal-Siliziumdiode, wie z.B. der Typ 1 N 4001. Wenn Sie ein CB-Gerät mit SSB-Teil ansehen, finden Sie die Dioden als kleine “Pillen” auf den Transistoren verschraubt, sie haben dort guten thermischen Kontakt. Dies hat seinen Grund darin, dass der Ruhestrom auf diese Weise zusätzlich thermisch stabilisiert wird. Wenn die Diode durch den Transistor erwärmt wird, sinkt ihr Widerstand, sie leitet etwas besser. Dadurch sinkt die Basisspannung und der Ruhestrom sinkt ebenfalls. Wenn Sie selbst einen SSB-Sender konstruieren, achten Sie darauf, dass die Diode möglichst mit dem Endstufentransistor thermisch leitend verbunden wird.

A-und AB-Verstärker erzeugen beim Betrieb wegen ihrer relativ linearen Arbeitsweise nur geringe Verzerrungen und Nebenaussendungen. C-Verstärker neigen jedoch sehr stark dazu, Ober- und Nebenwellen zu produzieren, deshalb muss das Ausgangssignal dieser Senderverstärker besser gefiltert werden. Allerdings ist der Wirkungsgrad beim Klasse-C-Verstärker höher, weil er keinen Ruhestrom benötigt, und das Problem der Erwärmung des Transistors stellt sich nicht so sehr. (maximal 75 % Wirkungsgrad beim C- im Gegensatz zum A-Betrieb mit ca. 50 %)

3.4 Praktische Schaltungen von NF-Verstärkern

Nach diesem Ausflug in die Theorie, wenden wir uns den praktischen Gesichtspunkten von NF-Verstärkern zu. Verstärker für Niederfrequenz werden in unseren Schaltungen immer wieder benötigt. Mögliche Einsatzgebiete sind beispielsweise:

• Mikrofonverstärker für SSB-Sender
• NF-Vorverstärker für Empfänger
• NF-Leistungsverstärker für Lautsprecherwiedergabe

Aus diesem Grunde sollen nachstehend einige Grundschaltungen beschrieben werden, die sich immer wieder universell verwenden lassen.

3.4.1 Ein einstufiger NF-Vorverstärker für allgemeine Anwendungen

Ein einfacher NF-Verstärker läßt sich mit einem einzigen NPN-Transistor aufbauen. Hier sind grundsätzlich alle NPN-Universaltransistoren geeignet (Typenliste siehe Anhang). Die Schaltung verstärkt ein NF-Signal in der Größenordnung um 20 dB. Der Verstärker kann gut in einem Empfänger als erste NF-Stufe nach dem Produktdetektor verwendet werden, um das Audiosignal etwas anzuheben, bevor man es auf den NF-Leistungsverstärker gibt. Auch als Vorverstärker für niederohmige Mikrofone ist er gut verwendbar.

Der Verstärker erhält seine Arbeitspunkteinstellung aus einer Gleichstromgegenkopplung, die mit dem Basisspannungsteiler, bestehend aus R1 und R2 eingestellt wird.

Die Überprüfung der Schaltung geschieht grundsätzlich wie im Abschnit 3.4.3 gezeigt. Beachten Sie, dass das Abschneiden der oberen und unteren Halbwelle der Sinuskurve wieder in etwa gleichzeitig auftreten sollte, wenn Sie die Eingangsspannung des Verstärkers soweit erhöhen, dass die Sättigung eintritt. Sollte dies nicht der Fall sein, und eine Halbwelle nur unzureichend verstärkt werden, ändern Sie den Widerstand R1, indem Sie ihn verkleinern, also den Basisstrom leicht erhöhen. Ein Wert unterhalb 22 kOhm ist aber nicht empfehlenswert, weil sonst der Transistor nicht mehr eindeutig im A-Betrieb arbeitet und Verzerrungen die Folge wären.

Wenn die Tonwiedergabe verändert werden soll, etwa weil der Verstärker zu viel oder zu wenig Höhen verstärkt, ändern Sie den Kondensator C3. Ein größerer Wert verbessert die Wiedergabe der tiefen Frequenzanteile des NF-Spektrums, ein kleinerer verbessert die Wiedergabe der Höhen. Um den Bypass-Kondensator, falls nötig, berechnen zu können, lesen Sie die Erklärungen am Ende des Buches.

3.4.2 NF-Mikrofonverstärker mit bipolaren Transistoren

Dieser Verstärker wurde von TenTec im Transceiver “Argonaut” als Mikrofonverstärker verwendet, um einen SSB-Generator mit dem IC CA 3053 (entspricht CA 3028 A) anzusteuern. Beide Transistorstufen sind direkt gekoppelt. Der erste Transistor erhält seine Basisvorspannung durch den Spannungsabfall am Emitterwiderstand der zweiten Stufe. R3 wird so eingestellt, dass am Kollektor von Tr2 die halbe Betriebsspannung, also 6 Volt, anliegt. Die Basisvorspannung von Tr2 wird aus dem Spannungsteiler R5 und Tr1 erzeugt.

Wenn der Verstärker in einem SSB-Sender eingebaut werden soll, empfiehlt es sich, von der Basis von Tr 1 einen 1nF-Kondensator gegen Masse zu schalten, um HF-Einstreuungen in den Verstärker zu verhindern. Es könnte sonst zu unkontrollierten Schwingungen kommen.

3.4.3 Ein Mikrofonverstärker mit integriertem Schaltkreis uA 741

Ein Mikrofonverstärker soll die geringen Wechselspannungen, die z.. B. ein dynamisches Mikrofon erzeugt (10 bis 50 mV_SS=Spitzen-Spitzen-Spannung), auf einen ausreichenden Pegel verstärken, damit diese Signale in einem Balance-Modulator mit der Hochfrequenz, die vom Trägergenerator erzeugt wird, gemischt werden können. Das Ergebnis ist dann ein Doppelseitenbandsignal (DSB-Signal). Dieses Signal, das nur aus den beiden verbleibenden Seitenbändern besteht, wird danach wiederum, nachdem es ein entsprechendes Filter durchlaufen hat, zu einem Einseitenbandsignal (SSB).

Um die verschiedenen SSB-Mischertypen optimal mit NF anzusteuern, ist es erforderlich, die Mikrofonspannungen auf ein Größenordnung von 1 bis 2 V_SS anzuheben (abhängig vom verwendeten Mischerschaltkreis oder -transistor). Wir könnten dies natürlich dadurch erreichen, dass wir zwei wie im vorhergehenden Beispiel 2 NF-Verstärkerstufen hintereinanderschalten, welche die Spannung des Signals jeweils um ca. den Faktor 10 verstärken. Dies entspricht dann einer Gesamtverstärkung von 10 * 10 = 100fach = 40 dB.

Weil der Aufbau und die Abstimmung zweier direkt aufeinanderfolgender Stufen mit hohem Verstärkungsfaktor etwas aufwendiger und nicht ganz unkritisch ist, kann man fertige Verstärkerschaltkreise dafür verwenden. Die nachfolgende Schaltung stellt eine Standardapplikation des bekannten Operationsverstärker-ICs uA741 dar. Sie ermöglicht es, sehr unkompliziert durch den Einsatz einer integrierten Schaltung und weniger externer Bauteile, einen effektiven Vorverstärker für Niederfrequenz aufzubauen.

Doch zuerst wollen wir die Frage klären: Was ist überhaupt ein Operationsverstärker (OP)? Die Idee und die Grundschaltung des Operationsverstärkers kommt noch aus der Zeit der Analogrechner. Dies waren Rechner, die Rechenoperationen durch Spannungspegel mit vielen unterschiedlichen elektrischen Zuständen durchführten. Die OP-Verstärker wurden eingesetzt, um derartige arithmetische Rechenoperationen auf analoger Basis durchzuführen. Diese Zeiten sind jedoch lange vorbei, im Zeitalter der Digitalelektronik hat der OP diese Aufgaben dann natürlich verloren. Er wird heute jedoch als Kleinsignalverstärker in der Regel-, der Niederfrequenz- und Hochfrequenztechnik regelmäßig eingesetzt.

Überprüfen der Schaltung: Stellen Sie den Regelwiderstand VR1 (470 kOhm) auf Mittelstellung ein. Dieser Widerstand regelt das Widerstandsverhältnis R2 / VR1 und damit den Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers. Wenn sich der Mittelabgriff ganz auf der Seite befindet, an die das Mikrofon angeschlossen wird, ist die Verstärkung maximal, die sog. Gegenkopplung ist minimiert. Unter Umständen kann der Verstärker dann selbsttätig schwingen. R2 + VR1 sind zusammen also sehr viel größer als die Impedanz des Mikrofons. Später kann an diesem Regler die Verstärkung für ein angeschlossenes Mikrofon genau justiert werden. Wenn der Regler als Potentiometer in die Frontplatte des Gehäuses eingebaut wird, lässt sich damit die Mikrofonempfindlichkeit während des Funkbetriebes dem verwendeten Mikrofon entsprechend einstellen. Der Regler sollte dann über ein abgeschirmtes Kabel angeschlossen werden.

Parallel zum Mikrofon liegt ein Kondensator mit 2,2 nF Kapazität. Er soll Hochfrequenz auf der Mikrofonleitung gegen Masse kurzschließen, um selbsttätige Oszillationen des Verstärkers in einem Sender zu verhindern.

Legen Sie nach der Voreinstellung des Regelwiderstandes an den Eingang des Verstärkers eine sinusförmige Wechselspannung mit ca. 1000 Hz und ca. 100 mVSS. Mit einem Oszilloskop messen Sie dann die Ausgangsspannung. Sie sollte im Bereich 1 bis 2 VSS liegen. Verändern Sie anschließend VR1, um zu überprüfen, ob sich der Verstärkungsfaktor verändern lässt.

Wenn Sie die Ausgangsspannung des Sinusgenerators erhöhen, müssen sie beobachten können, wie die Spitzen der Sinuskurven am Verstärkerausgang abgeflacht werden, also der Verstärker in die Sättigung kommt. Dies ist der Bereich, wo kein weiterer Verstärkungszuwachs beobachtbar ist, wenn die Eingangsspannung weiter erhöht wird. Wenn diese Abflachung bei der oberen und unteren Halbwelle nicht in etwa gleichzeitig einsetzt, verändern Sie einen der Widerstände R3 oder R4, der Spannungsteiler ist dann nämlich nicht genau symmetrisch. Dies dürfte allerdings in den seltensten Fällen notwendig werden.

3.4.4 NF-Lautsprecherverstärker mit IC LM 386

Für Leistungsverstärker im NF-Bereich gibt es integrierte Schaltungen, die extern mit wenigen zusätzlichen Bauteilen beschaltet werden müssen. Das IC LM 386 ist solch ein NF-Kleinleistungsverstärker mit einer maximalen Ausgangsleistung von ca. 1 Watt. ImGrunde handelt es sich um einen Leistungs-Operationsverstärker.

Besonderheiten beim Aufbau:

Das IC hat einen sehr hohen Verstärkungsfaktor und kann bei unzureichendem Aufbau der Platine manchmal zum Schwingen neigen. Dies bedeutet, dass man einen ungewollten NF-Oszillator aufgebaut hat. Erkennbar ist dieses unschöne Phänomen an Pfeif- oder Knattergeräuschen im Lautsprecher. Um derartige Nebeneffekte zu verhindern, ist es notwendig, die Masseleitungen an den Anschlüssen 2 und 4 des IC so induktionsarm wie möglich auszuführen. Dies wird durch kurze und/oder breitere Leitungen erleichtert (z.B. Kupferfolie). Durch den Widerstand R1 (1 kOhm) kann man den Verstärkungsfaktor der Schaltung beeinflussen. Wird der Widerstandswert niedriger gewählt, steigt die Verstärkung an. Der Verstärker wird aber dadurch sehr schnell instabil. Der ermittelte Wert von 1 k Ohm ergab eine Ausgangsleistung von etwas weniger als 1 Watt allerdings bei völligem Fehlen von Instabilitäten. Ein Experimentieren lohnt sich aber, wenn man den Verstärker “ausreizen” will.

Der Widerstand R3 (15 Ohm) sollte nicht weggelassen werden, weil das Verstärker-IC sonst bei Schwingungsneigung zu heiß und dadurch zerstört werden kann, weil keine externe, sondern nur noch die interne Strombegrenzung vorhanden ist. Außerdem ist die Siebung der Betriebsspannung, die mit R3 und C4 erzeugt wird, wirksamer. Die Ausgangsimpedanz dieser Schaltung liegt bei 8 Ohm, so dass ein kleiner Lautsprecher (2 W) direkt angeschlossen werden kann.

Bemerkung: Zugegeben, es gibt bessere NF-Kleinleistungs-ICs als den LM 386. Er ist jedoch sehr preiswert, und der externe Schaltungsaufwand ist minimal. Leider ist die Ausgangsleistung relativ gering, so dass bei höherer Leistungsentnahme mit Verzerrungen gerechnet werden muss, was zu schlechterer Sprachverständlichkeit des Empfängers führt.

Test der Schaltung:

An den Ausgang wird ein Widerstand 8 Ohm / 2 W angeschlossen. Dieser dient als Lautsprecherersatz (Dummy Load). Ein Sinusgenerator mit einer Frequenz von 1000 Hz wird mit dem Eingang verbunden. Die Spannung am Generator wird zunächst auf 0 V Output eingestellt. Schließen Sie jetzt das Oszilloskop an den Widerstand am Ausgang an.

Wenn Sie die Ausgangsspannung des Generators auf 0 Volt eingestellt lassen, und die Betriebsspannung anlegen, darf der Verstärker keine Signale bis auf den Einschaltklick produzieren. Ist dies nicht der Fall, oder zeigen sich gar rechteckige oder anderweitig geformte Wechselspannungen, vergrößern Sie den Wert des Widerstandes R1 versuchsweise auf 1,5 kOhm . Leider geht dadurch der Verstärkungsfaktor etwas zurück, aber die Schaltung arbeitet stabiler.

Wenn Sie jetzt die Ausgangsspannung des Sinusgenerators erhöhen, muss die Wechselspannung am Ausgang des Verstärkers an der 8 Ohm-Last rein sinusförmig sichtbar sein. Die Maximalleistung können Sie ermitteln, indem Sie die Ausgangsspannung am Bildschirm des Oszilloskops ablesen: Es berechnet sich P zu

Die Ausgangsleistung sollte bei ca. 1 Watt liegen.

3.4.5 NF-Lautsprecherverstärker mit dem IC TBA820

Ein weiteres IC, das als universeller Lautsprecherverstärker eingesetzt werden kann, ist das TBA 820 B im 8-poligen DIL-Gehäuse. Es hat ähnliche Eigenschaften wie der LM 386, arbeitet aber stabiler und erzeugt etwas gerigngere Verzerrungen. Hier die Daten in Kürze:

• Versorgungsspannung: 3-16 V
• Ausgangsleistung an 8 Ohm : 1,1 W
• Spannungsverstärkung: 34-54 dB
• Übertragungsbereich: 100 bis 28000 Hz

Für welchen Verstärker man sich entscheidet, hängt eigentlich nur davon ab, welches IC man zur Verfügung hat.

Der Widerstand Rx bestimmt die Gegenkopplung und damit den Verstärkungsfaktor des ICs. Er kann Werte zwischen 18 und 180 Ohm annehmen. Für erste Versuche sind 100 Ohm ein gut geeigneter Wert.

Falls sich zeigen sollte, daß der Verstärker instabil arbeitet und Eigenschwingungen erzeugt, so sollte zwischen die Anschlüsse 2 und 5 versuchsweise ein Regelwiderstand mit einem Maximalwert von 1000 Ohm geschaltet werden. Dieser Wert wird solange verkleinert, bis der Verstärker unter allen Umständen fehlerfrei arbeitet.

3.5 Hochfrequenzverstärker

In diesem Teil geht es um allgemeine Verstärkerschaltungen für Hochfrequenz. Dies können sein:

• HF-Vorverstärker am Empfängereingang
• Zwischenfrequenzverstärker im Empfänger
• SSB-Vorverstärker im Sender

3.5.1 Frequenzabhängige Verstärkung von Transistorverstärkern

Wie bereits in Kapitel 2 kurz angesprochen wurde, ist der Verstärkungsfaktor eines Transistors über einen größeren Frequenzbereich nicht konstant. Je höher die Frequenz der zu verstärkenden Wechselspannung wird, desto geringer verstärkt der Transistor.

Umgekehrt läßt sich beobachten, daß bei jeder Halbierung der Frequenz (entspricht einer Oktave tiefer) der Verstärkungsfaktor eines Transistors zwischen 3 und 6 dB ansteigt. Bei Verstärkern sollte man dies insbesondere dann beachten, wenn man Senderverstärker konstruiert, die als Breitbandverstärker den gesamtem Kurzwellenbereich oder zumindest mehrere Bänder abdecken sollen. Die Verstärkung des Transistors geht mit weiter Annäherung der Arbeitsfrequenz an den Wert der Transistfrequenz (ft) kontinuierlich zurück, zu tieferen Frequenzen hin steigt er an.

Dieser stetige Anstieg der Verstärkung bei jeder Oktave, die die Frequenz tiefer liegt, kann dazu führen, daß ein Verstärker (insbesondere, wenn er mehrstufig ist) leicht auf niedrigen Frequenzen instabil wird. Je höher der Verstärkungsfaktor, desto größer ist die Gefahr unerwünschter Rückkopplungen innerhalb der Schaltung und daraus resultierender Schwingneigung. Die Folgen sind selbsttätige Oszillationen und unsaubere Signale. Solche Erscheinungen lassen sich aber leicht vermeiden, wenn man die Verstärkung für niedere Frequenzen wieder herabsetzt, etwa durch Drosseln oder Kondensatoren, die ihren Wechselstromwiderstand mit der Frequenz verändern. Dadurch wird der mit niedriger werden Frequenz ansteigende Verstärkungsfaktor ausgeglichen. Diese Schaltungen werden als Netzwerke konzipiert und erzeugen eine frequenzabhängige Gegenkopplung in der Stufe. (Nähere Erläuterungen siehe Erklärungen im Buchende)

3.5.2 Breitband- und Selektivverstärker

Bei Verstärkern für Wechselspannungen unterscheidet man zwischen Breitband- und Selektivverstärkern (Schmalbandverstärker). Die erstgenannten verstärken, wie der Name schon sagt, ein breites Frequenzband und haben keine frequenzunterscheidenden Bauelemente. Der Breitbandverstärker bevorzugt in seinem gesamten benutzbaren Frequenzspektrum keine Frequenz eindeutig, natürlich fällt die Verstärkung gegen die oberen Frequenzen hin zu einem gewissen Grad ab, was mit der stetigen Annäherung der Betriebsfrequenz an die ft des Transistors begründet werden kann. Die nutzbare Bandbreite eines Breitbandverstärkers wird dadurch definiert, daß zwischen den beiden Grenzfrequenzen ein Verstärkungsabfall von 3 dB liegt.

Ganz anders der selektive Verstärker. Er hat frequenzunterscheidende Bauelemente, beispielsweise Schwingkreise, keramische oder mechanische Filter oder ähnliches. Er wird so ausgelegt, daß er eine bestimmte Frequenz, die sogenannte Resonanzfrequenz, optimal verstärkt, und alle anderen Frequenzen nicht.

Jeder dieser beiden Verstärkertypen hat seine besonderen Eigenschaften und Anwendungsgebiete. Wenn man den breitbandigen mit dem selektiven Verstärker vergleicht, wird man feststellen, daß der Verstärkungsfaktor bei der breitbandigen Schaltung bei weitem nicht so hoch ist, wie beim selektiven Verstärker. Die nutzbare Bandbreite nimmt dagegen zu. Man erkauft also Breitbandigkeit mit Verstärkungsverlust und umgekehrt einen Verstärkungszuwachs mit eingeengter Bandbreite und höherer Schwingkreisgüte. Der erhöhte Verstärkungsfaktor beim selektiven Verstärker hat als Ursache die höhere Resonanzspannung in einem abgestimmten Schwingkreis.

Schmalbandverstärker sind auf Grund ihres höheren Verstärkungsfaktors viel anfälliger für unkontrollierte Selbsterregung als breitbandige Schaltungen. In Senderstufen und Zwischenfrequenzverstärkern, den typischen Anwendungen für selektive Verstärker, kann es deshalb relativ schnell zu einer Selbsterregung einer oder mehrerer Stufen kommen. Diese können oft nur durch eine Verminderung des Verstärkergewinns oder eine konsequente Abschirmung der Stufen und die Siebung und Verblockung der Betriebsspannung in den Griff bekommen werden. Breitbandverstärker zeigen diese Probleme nicht so häufig, und dann nur, wenn die Anzahl der aufeinanderfolgenden Verstärkerstufe hoch ist.

Breitbandverstärker sind ideal, wenn man

• keinen übermäßig hohen Verstärkergewinn erreichen will
• keine Abstimmungen in einer Verstärkerstufe durchführen möchte
• einen Breitbandsender konstruieren will, der keine Umschaltungen für einen Bandwechsel benötigen soll, um QSY machen zu können.

Schmalband/Selektivverstärker werden verwendet, wenn

• Ein hoher Gewinn in einer Stufe erzielt werden soll (>= 20 dB)
• Ein Monobandsender konstruiert werden soll, der effizient arbeitet und mit wenigen Senderstufen auskommen soll.

3.5.3 Ein universeller HF-Breitbandverstärker

Die nachfolgende Schaltung kann universell dort eingesetzt werden wo es darauf ankommt, eine relative geringe HF-Spannung anzuheben. Insbesondere als

• 1. Stufe eines diskret (also ohne ICs aufgebauten Zwischenfrequenzverstärkers)
• als HF-Verstärker nach einem SSB-Filter vor dem Sendermischer
• als 1. Stufe eines Sendeverstärkers

Neu ist der Widerstand R12. Dieser Widerstand hat keinen Parallelkondensator als Bypass für Hochfrequenz. Die Schaltung nennt man stromgegengekoppelte Emitterschaltung. Die positiven Auswirkungen dieses Widerstandes auf die Funktion des Verstärkers sind

• Der Klirrfaktor und Verzerrungen werden vermindert.
• Die Eingangsimpedanz steigt.

Der Widerstand vergrößert die Linearität des Verstärkers, reduziert aber geringfügig den Verstärkungsfaktor. Wenn es auf maximalen Verstärkungsfaktor dieser Schaltung ankommt, kann er  überbrückt bzw. weggelassen werden. Dies sollte jedoch im Sinne einer linearen Arbeitsweise der Stufe unterlassen werden. Besonders in Senderverstärkern sollte dies beachtet werden.

3.5.4 Ein universeller HF-Selektivverstärker

Wenn in den vorstehend beschriebenen HF-Breitbandverstärker ein Schwingkreis als Ausgangskreis eingebaut wird, erhält man einen selektiven Verstärker für nur eine Frequenz. Die Schaltung ändert sich nur geringfügig. Der Schwingkreis LC 1 ist auf die Resonanzfrequenz abzustimmen. Entweder man verwendet eine Spule, deren Induktivität sich mit einem Eisenkern verändern lässt oder eine Ringkernspule. Wenn dies der Fall ist, so muß der Parallelkondensator des Schwingkreises als Trimmkondensator ausgeführt sein. Den Schwingkreis selbst misst man vor dem Einbau mit einem Dip-Meter auf ungefähre Resonanz ein.

Wie vorstehend erwähnt wurde, haben Verstärker dieses Typs einen hohen Verstärkungsfaktor, darum neigen sie leicht zu Eigenschwingungen. Wenn dieses Phänomen auftritt, besteht eine mögliche Gegenmaßnahme darin, den Verstärkungsfaktor wieder herabzusetzen. In der gezeigten Schaltung kann dies unter anderem dadurch geschehen, dass man den Parallelkondensator des Emitterwiderstandes (C3 10nF) verkleinert. Dadurch steigt die Gegenkopplung, die Verstärkung geht zurück. Man verkleinert den Wert solange, bis die Schwingungen aufhören. Es kann manchmal passieren, dass der Verstärker normal arbeitet, wenn er alleine, also ohne vor- oder nachgeschaltete (Verstärker-) Stufen in einer Schaltung betrieben wird. Wenn dann aber zusätzliche Baugruppen mit der Anordnung verbunden werden beginnt die Oszillation. Hier muss dann die Verstärkung einer der beteiligten Baugruppen herabgesetzt werden.

Bevor man jedoch daran geht, das Problem durch Dämpfung lösen zu wollen, sollte erst versucht werden, die Einkopplung von Rückkopplungsenergie in den Verstärker zu verhindern. Die kann durch konsequente Abschirmung insbesondere der Schwingkreise erreicht werden. Lesen Sie dazu im Kapitel über Sender (Kapitel 4.1.4 f.) den Abschnitt über unkontrollierte Selbsterregung. Dort sind konkrete Hinweise genannt, wie man einen unfreiwilligen Oszillator in den Griff kriegen kann.