Schaltungen und Technik von Empfängern
5.1 Schaltprinzipien
Es gibt verschiedenen Schaltprinzipien, nach denen Funkempfänger aufgebaut sein können. Unter Ihnen finden sich für den QRP-Amateur zwei, die sich besonders für Eigenbau-Funkgeräte eignen:
- der Direktüberlagerungsempfänger
- der Superhet (Überlagerungsempfänger mit Zwischenfrequenzen)
Beide Schaltungsprinzipien haben natürlich Vorzüge und Nachteile. Aus diesem Grunde soll kurz besprochen werden, was man von einem brauchbaren Empfänger für Amateurzwecke erwarten kann und welchen Aufwand man dafür betreiben muss.
Für die Beurteilung eines Amateurbandempfängers gibt es eine Vielzahl ganz unterschiedlicher Kriterien. Für Funkamateure, die am Selbstbau interessiert sind, lassen sie sich jedoch auf einige wenige reduzieren. Es sind dies:
- a) Empfindlichkeit
- b) Dynamikumfang
- c) Trennschärfe (Nahselektion)
- d) Weitabselektion
- e) schaltungstechnischer Aufwand
a) Empfindlichkeit: Jeder Empfänger sollte natürlich so empfindlich wie möglich sein. Allerdings sind der Steigerung der Empfindlichkeit physikalische Grenzen gesetzt. Diese wird durch das Rauschen, das die Verstärkerstufen und die passiven Bauteile der Empfänger produzieren, eingeschränkt. Jedes elektronische Bauteil, das oberhalb der Temperatur des absoluten Nullpunkts betrieben wird (-273°C), produziert infolge von ungeordneten Elektronenbewegungen in seiner Kristallstruktur dieses Rauschen. Eine wichtige Größe, die immer wieder in Zusammenhang mit Empfängern auftaucht, ist dabei der sogenannten Rauschabstand. Hier gibt man das Verhältnis von der im Empfänger erzeugten Rauschleistung (S) zu der Nutzleistung des empfangenen Signales (N) an. Es wird in dB gemessen und lässt sich mathematisch so ausdrücken:
Es wird also beurteilt, wie das Verhältnis von Nutzsignal+Rauschen zum Rauschen allein ist. Die Empfindlichkeit eines Empfängers wird nach der Eingangsspannung beurteilt, die notwendig ist, um einen definierten Rauschabstand (in dB) zu erzielen. Hierfür nimmt man 10 dB an, was die untere Grenze der Spracherkennbarkeit ist. Der Messwert sagt also aus, wie hoch die Eingangsspannung (in *V) sein muss, die erforderlich ist, ein gerade noch lesbares Signal zu erzeugen.
Aber: Auf den unteren Kurzwellenbändern ist das im Empfänger selbst erzeugte Rauschen nicht übermäßig kritisch. Auf den langwelligen Bändern weisen die atmosphärischen Störungen (QRN), die über die Antenne in den Empfänger gelangen, naturgemäß höhere Pegel auf, als das im Empfänger selbst produzierte Rauschen. Auf Frequenzen oberhalb 14 MHz muss man jedoch das erzeugte Eigenrauschen einkalkulieren.
b) Dynamikumfang: Jeder, der Kurzwellensendungen einmal gehört hat, hat dabei wohl festgestellt, dass die Feldstärke am Empfangsort hohen Schwankungen unterworfen ist. Der Empfänger sollte folglich in der Lage sein, sowohl sehr starke als auch sehr schwache Signale einwandfrei zu verarbeiten. Besonders bei starken Signalen ist manchmal eine Übersteuerung einzelner Stufen, insbesondere der Mischer und ZF-Verstärker zu beobachten. Gegenmaßnahmen bestehen im Einsatz naturgemäß großsignalfester Schaltungen (doppelt balancierte Mischer) und einer automatischen oder manuellen Verstärkungsregelung (MGC oder AGC). Empfänger mit schlechtem Großsignalverhalten erzeugen durch die Übersteuerung der verschiedenen Verstärker- und Mischerstufen oberwellenhaltige Signale, die dann wiederum zu unkontrollierten Mischpodukten “verarbeitet” werden können.
c) Trennschärfe bedeutet eine Aussage darüber machen zu können, wie es um die Fähigkeit des Empfängers bestellt ist, dicht nebeneinanderliegende Signale zu unterscheiden. Erschwerend kommt oft hinzu, das diese Signale stark unterschiedliche Pegel aufweisen können. Für die Trennung sind insbesondere die Selektionsmittel im Zwischenfrequenzverstärker verantwortlich, also die ZF-Filter.
d) Weitabselektion: Hier findet man sogar bei kommerziell gefertigten Geräte oft Schwachpunkte. Ein Gerät mit einer ungenügenden Weitabselektion wird durch Signale gestört, die nicht im direkten Empfangskanal liegen, sondern einige kHz entfernt. Die Effekte lassen sich besonders abends im 40 m-Band beobachten. Starke Rundfunksender übersteuern die Eingangsstufen oder den ersten Mischer eines Superhets und erzeugen so Kreuz- und Intermodulationsprodukte, die zu sogenannten “Geistersignalen” führen. Dies kann dann passieren, wenn sich mehrere Signale im Empfängereingang mischen, und so eines der Mischprodukte in den ZF-Kanal fällt. Eine Folge von diesen Störungen ist ein angehobener Rauschpegel im gesamten Empfangsband. Eine Gegenmittel sind gut selektierende Eingangsteile mit engen Bandfiltern, die nur das benötigte Amateurband durchlassen.
e) der Aufwand einer Schaltung wird durch das Empfangsprinzip bestimmt. Je nachdem ob man einen einfachen Direktüberlagerungsempfänger oder eine Superhetschaltung aufbaut. Bei letztgenannter muss man eine höhere Stufenanzahl kalkulieren, kann aber insbesondere bei den vorstehend formulierten Beurteilungskriterien ein besseres Ergebnis erwarten.
Je nachdem, welche Bedeutung welchem Gesichtspunkt zugemessen wird, wird man einem der beiden Prinzipien den Vorzug geben. Beschäftigen wir uns also mit den Eigenschaften der Empfängerprinzipien.
5.2 Der Direktüberlagerungsempfänger (“Direct Conversion Receiver”, DC-RX)
Betrachtet man das Blockschaltbild eines Direktüberlagerungsempfängers, fällt zuerst der einfache Aufbau auf. Er ist nämlich der einfachste Empfänger für Kurzwellenamateure, wenn man von einfachen Geradeausempfängern absieht (z.B. Audionschaltungen, regenerativen Empfängern, Pendelempfängern etc.), die wegen ihrer unzureichenden Empfangsleistung für die Anwendung auf den KW-Amateurbändern nicht mehr in Frage kommen.
Der Direktüberlagerer ist besonders lohnend für erste Konstruktionsversuche. An diesen Schaltungen kann man viele grundlegende Probleme, die später beim Aufbau komplizierterer Empfänger auftreten beobachten und beherrschen lernen. Der Einsteiger ist deshalb gut beraten, wenn er seine “Selbstbau-Karriere” erst einmal mit der Konstruktion und dem Studium von einem oder zwei Direktüberlagerungsempfängern beginnt.
Die Einfachheit dieser Empfänger gehen natürlich mit gewissen Einschränkungen einher, die im Bezug auf Empfangsleistung gemacht werden müssen. Davon später mehr. Zuerst ein allgemeiner Blick auf das Empfangsprinzip des Direktüberlagerungsempfängers.
Ein einfacher Direktüberlagerungsempfänger kann folgendes Blockschaltbild haben:
Diese Schaltung mischt das Empfangssignal direkt mit einem Hochfrequenzsignal aus seinem VFO, der manchmal als LO bezeichnet wird (lokaler Oszillator). Die Frequenzen dieser beiden eingespeisten Signale sind sehr nahe beieinanderliegend, so dass die resultierende Differenzfrequenz bei der Mischung beider Signale in das Niederfrequenzspektrum fällt. Der Direktüberlagerungsempfänger erzeugt also ohne Umweg (z.B. über eine Zwischenfrequenz) direkt ein Signal im hörbaren Bereich. Man kann auch sagen, dass seine Zwischenfrequenz fast 0 Hz sei oder den Wert der Niederfrequenz hat. Das hat dann allerdings verschiedene Konsequenzen:
1.) Weil es keine ZF-Stufen gibt, muss die gesamte Filterung des Empfangssignals und die Festlegung der Durchlaßbandbreite, im Niederfrequenzbereich stattfinden. Dies geschieht mit NF-Filtern aktiver oder passiver Bauart, die nur den gewünschten Bereich in der NF-Bandbreite durchlassen, die der jeweiligen Betriebsart angemessen ist (300 bis 3000 Hz für SSB, einige 10 bis einige 100 Hz für CW). Aktive Filter arbeiten mit ICs, passive sind als Tiefpaßfilter aus Kondensatoren und Widerständen aufgebaut.
2.) Weil kein Zwischenfrequenzverstärker existiert, mussß die gesamte Verstärkung des Signals ebenfalls allein im NF-Teil der Schaltung aufgebracht werden, wenn man keine zusätzliche HF-Vorstufe in die Schaltung eingebaut hat. Das heißt, dass der NF-Verstärker einen Gewinn von mindestens 80 bis 100 dB erzielen muss Er reagiert daher sehr kritisch auf Brumm- oder sonstige Einstreuungen. Zusätzlich wird er leider manchmal “mikrofonisch”. Mikrofonie bedeutet, dass mechanische Einflüsse (Erschütterungen etc.) in elektrische Spannungen umgeformt werden. Für den NF-Verstärker eines DC-Empfängers heißt dies, dass er schon auf Erschütterungen des Empfängergehäuses reagiert und diese im Kopfhörer hörbar sind, weil Bauelemente sich im Rhythmus der mechanischen Schwingungen bewegen.
3.) Jede empfangene Station kann an 2 Stellen auf der Skala aufgenommen werden. Einmal oberhalb der Stelle, an welcher der Wert der resultierenden Niederfrequenz 0 Hz ist (zero beat) und einmal unterhalb.
Ein Beispiel: Eine CW-Station sendet ihr Signal auf 7050,000 kHz aus. Am VFO des DC-Empfängers wird eine Frequenz von 7050,800 kHz eingestellt, was dann im Ergebnis die ein Niederfrequenzsignal von f=800 Hz ergibt. Findet man auf der Frequenz 7049,200 aber auch ein HF-Signal, ergibt sich aus der Differenz beider Frequenzen wiederum ein resultierendes NF-Signal von 800 Hz. Also kann mit einem DC-Empfänger kein Einzelsignalempfang erzielt werden! Daraus folgert dann natürlich ein höherer Störpegel, weil ja immer zwei “Kanäle” gleichzeitig empfangen werden.
4.) Mit dem Direktüberlagerungsempfänger ist kein gewollter Empfang von amplitudenmodulierten Sendern möglich. Dies deshalb, weil der im VFO erzeugte Hilfsträger und der AM-Träger weder jemals exakt die gleiche Frequenz noch die gleiche Phasenlage haben. Somit sind permanente Interferenzen die Folge. Eine Möglichkeit besteht darin, den LO abzuschalten. Ungewollt können dagegen AM-Sendungen demoduliert werden, wenn die Trägerfrequenz des AM-Signals eine andere ist, als die des VFO. Diese Demodulationen stören dann wiederum den Empfang von schwachen SSB- oder CW-Signalen.
5.) Je nachdem, welche Eingangsschaltung und welcher Mischertyp verwendet werden, kann es sein, das der Empfänger geringe Mengen HF-Energie aus seinem VFO über die Antenne abstrahlt. Auch wenn es sich dabei nur um Milliwatt an Hochfrequenz handelt, darf man dieses Problem nicht aus den Augen verlieren. Eine Möglichkeit diese unerwünschten Abstrahlungen zu vermeiden, besteht darin, eine HF-Vorstufe einzubauen und/oder einen doppelt balancierten Mischer (Dioden oder IC-Typ) zu verwenden. Bei diesen Mischern ist die Entkopplung beider Eingangssignale nämlich wesentlich besser (in dB) als bei einfachen Mischerschaltungen. Aber auch ein Dual-Gate MOSFET reicht schon aus, weil die Verbindung der beiden Eingänge nur aus einer kleinen Restkapazität im Picofaradbereich besteht, die durch die beiden internen Gates gebildet wird. Additive Mischer scheiden für DC-Empfänger völlig aus.
Vorteile des DC-Empfängers sind jedoch sein extrem einfacher Aufbau, weil die Anzahl der HF-Stufen prinzipiell auf den ersten Mischer reduziert werden kann. Weiterhin lässt er sich einfach abgleichen, weil wenig HF-Stufen eingebaut sind. Er ist für diejenigen interessant, die einfache Transceiver selbst bauen wollen, bei denen die Sendefrequenz ohne Mischung erzeugt wird, also der Oszillator auf der Betriebsfrequenz schwingt (sogenannte “Geradeaussender”). Dies kann ein einfacher CW-Transceiver sein, bei dem der VFO direkt den Sender speist, oder ein SSB-Gerät, das nach der Phasenmethode arbeitet, das SSB-Signal also direkt auf der Sendefrequenz erzeugt. Weil im Empfänger eine Zwischenfrequenz fehlt, kann der Sender direkt ohne Mischung auf der VFO-Frequenz betrieben werden. Ein einfacher Transceiver mit DC-Empfänger lässt sich schon mit 4 bis 5 Transistoren realisieren.
Eine Beispielschaltung für einen einfachen DC-Receiver enthält der Abschnitt 5.4.1 in diesem Kapitel, ein Beispiel für einen Geradeaus-Transceiver mit DC-RX enthält das Kapitel 6.1, wo ein fast nicht weiter zu vereinfachender TRX beschrieben wird.
5.3 Der Superhet
Wesentlich bessere Empfangsergebnisse, jedoch um den Preis eines höheren Umfangs der Schaltung, sind mit einem Superhetempfänger (Überlagerungsempfänger) zu erzielen. Er setzt das Empfangssignal nicht direkt auf eine Audiofrequenz um, sondern verwendet vorher eine oder mehrere Zwischenfrequenzen, die durch Mischung mit einem festen oder variablen Oszillatorsignal erzeugt werden. Durch die Verwendung eines passend bemessenen Zwischenfrequenzfilters nach der Umsetzung des Eingangssignals auf die Hilfsfrequenz wird es möglich, den Durchlassbereich so zu verengen, dass der Empfang nur eines Signals erreicht wird. Es kann also nicht mehr passieren, dass wie beim DC-Empfänger auf beiden Seiten des sog. “zero-beat” ein Signal zu hören. Die Verengung des ZF-Durchlaßbereiches führt auch zu einer spürbaren Verminderung von QRM.
Außerdem kommt hinzu, dass die Gesamtverstärkung, die erforderlich ist, um ein schwaches Signal hörbar zu machen, auf verschiedene Stufen (HF-Vorverstärker, ZF-Verstärker, NF-(Vor-)Verstärker und einige andere) aufgeteilt wird. Es kommt also nicht so leicht zu Instabilitäten wie beim DC-Empfänger.
Ein Superhetempfänger hat mindestens die in oben stehender Abbildung gezeigten Stufen, wenn auch bei manchen Schaltungen aus Gründen der Einfachheit auf die HF-Vorstufe verzichtet wird.
Empfänger nach diesem Prinzip können mit wenigen Stufen aufgebaut sein, und sind trotzdem dem Direktüberlagerungsempfänger weit überlegen. Die Vereinfachung der Schaltung geht oftmals nur zu Lasten bestimmter “Extras” wie z.B. einer automatischen Verstärkungsregelung, die man jedoch gut durch eine manuelle ersetzen kann, wenn man bereit ist, auf etwas Dynamikumfang in Extremsituationen (bei sehr starken Signalen) und Bedienungskomfort zu verzichten, und diese lauten Signale selbst abzuschwächen.. Ein Superhet kommt in Minimalausführung mit wenigen Stufen (4 bis 5) aus, wird aber trotzdem immer gute bis sehr gute Empfangsergebnisse ermöglichen.
In den folgenden Abschnitten sollen einzelne Baugruppen von Superhets näher beschrieben werden, die dann zu eigenen Konstruktionen zusammengestellt werden können. Im zweiten Teil dieses Kapitels werden dann komplette Empfängerschaltungen gezeigt. Einen sehr guten Superhetempfänger enthält der SSB-Transceiver des 6. Kapitels.
5.3.1 Die einzelnen Empfängerstufen eines Superhet, ihre Funktion und Schaltung
Lassen Sie uns anschließend einen Blick auf die einzelnen Funktionsgruppen von Amateursuperhets werfen.
5.3.1.1 Das “Frontend” mit Eingangsfilter und der Empfangsabschwächer
Ein Empfänger hat direkt am Antenneneingang eine nicht ganz einfache Aufgabe zu erfüllen. Von der Vielzahl der hochfrequenten Signale, die die Antenne liefert, und die vom Langwellen- bis in den UKW-Bereich hineinreichen, muss er das richtige Frequenzband herausfiltern. Nur dieses soll in den nachfolgenden Stufen weiterverarbeitet werden. Das ganze wird noch schwieriger, weil dicht neben manchen Amateurbändern oft Rundfunksender mit sehr hohen Feldstärken liegen. Um diese Signale gleich von vornherein abzuschwächen, und Probleme mit der sog. Weitabselektion gar nicht erst auftreten zu lassen, ist es nötig, den Eingangsbereich des Empfängers auf das gewünschte Amateurband zu reduzieren.
Um die maximale mögliche Selektivität in diesem Eingangsteil zu erzielen, ist es wichtig, die Antenne durchdacht an das Eingangsfilter anzukoppeln . Es gibt verschiedene Schaltungen, wie die Antenne an den ersten Schwingkreis des RX angeschlossen werden kann:
Bei a) sollte die Windungszahl der Kopplungsspule relativ gering sein (1/4 bis 1/6 der Hauptspule), um den Schwingkreis möglichst wenig zu bedämpfen, und so seine Güte (Q) nicht herabzusetzen. Bei b) ist es aus dem gleichen Grunde wichtig, Ck so klein wie möglich zu wählen. In der Praxis hat sich nach Erfahrung des Verfassers Methode a) eher bewährt, weil die Schwingkreisgüte (Q) nicht wesentlich vermindert wurde. In diesem Buch werden aus diesem Grunde nur Schaltungen nach Methode a) vorgestellt, was den Leser aber nicht abhalten soll, mit beiden zu experimentieren.
In unseren selbstgebauten Empfängern, die ja meistens Monobandempfänger sind, wird die Filteraufgabe durch ein Bandfilter wahrgenommen. Es besteht wiederum aus zwei oder mehr meistens kapazitv gekoppelten Schwingkreisen. Die Kopplung der Schwingkreise kann lose oder fest sein, woraus sich ergibt, dass die Bandbreite des Filters schmaler oder breiter wird.
Bemessung der Bandfilter aus Abb. 58b:
Filter a) LC1 und LC2 sind auf die Empfangsfrequenz abzustimmen. Das Windungszahlenverhältnis der Sekundär- zur Primärspule ist 1 : 4 bis 1 : 6. C1 sollte so klein wie möglich sein.
Filter b)
Der Wert des Kondensators C2 ist gleich dem von C1, C4 = C5. Als Resonanzfrequenz errechnet sich somit (als Beispiel) für den linken der Schwingkreise:
(C1=C2)
Der Serienkreis aus L3 und C3 wird ebenfalls auf die Resonanzfrequenz der beiden anderen Kreise abgestimmt. Es ist bei der Wahl von C3 darauf zu achten, dass dessen Wert so groß ist, dass sein kapazitiver Widerstand zwischen 3 kOhm und 5 kOhmliegt. Danach ist dann L3 unter Verwendung der Schwingkreisgleichung zu berechnen (Hinweis XL = XC).
Wenn man mit einem Empfänger mehrere Amateurbänder empfangen will, so müssen folglich mehrere Filter umschaltbar angeordnet sein. Für diese Umschaltung sollten keine der oft in der Amateurliteratur beschriebenen Diodenschalter eingesetzt werden, weil diese Art der Schaltung nicht 100%ig in der Lage ist, die nichtaktiven Filter abzutrennen. Der Verfasser verwendet hier lieber Platinenrelais im 16-poligen DIL-Gehäuse.
Die einzelnen Schwingkreise des Bandfilters werden jeweils auf die Mitte des Amateurbandes abgestimmt, das empfangen werden soll. Bei der Auswahl der Schwingkreise für das Bandfilter am Eingang sollte man auf eine hohe Schwingkreisgüte achten. Hier kommen eher Zylinderspulen als Ringkerne in Betracht.
Der kapazitive Widerstand zwischen diesen durch Kondensatoren gekoppelten einzelnen Kreisen eines Bandfilters bestimmt den Kopplungsgrad. Die Kopplung der beiden Schwingkreise sollte für die Anwendung im Selbtbau-RX möglichst lose sein, weil sich dann eine recht spitze und schmale DurchlaSSkurve ergibt. Je kleiner der Kondensator zwischen den Schwingkreisen ist, desto loser ist die Kopplung. Je fester dagegen die Kopplung ist, desto breiter ist der Durchlaßbereich des Filters. Weil die Amateurbänder relativ schmal sind, mit Ausnahme des 28 MHz-Bandes, wo aber auch nie das ganze Band empfangen wird, reichen nach den Erfahrungen des Verfassers lose gekoppelte Kreise immer aus.
Wenn der Empfänger Probleme mit der Großsignalfestigkeit bekommt, kann es ratsam sein, die Empfängereingangsspannung um einen bestimmten Betrag herabzusetzen. In der Regel sind dies 6 oder 12 dB. Für diese Aufgabe bietet sich die Konstruktion eines Abschwächers an.
Er besteht aus einer Schaltung von Widerständen. Für jeweils 6 oder 12 dB Abschwächung ergeben sich folgende Werte:
| Dämpfung | R1 | R2, R3 |
| 6 dB | 33 | 100 |
| 12 dB | 150 | 82 |
5.3.1.2 Der HF-Vorverstärker
Die Hauptaufgabe eines HF-Vorverstärkers in einem Empfänger ist nicht etwa, was eigentlich nahe liegt, die Verstärkung besonders schwacher Signale. Die könnte man nämlich hören, wenn die nachfolgenden Mischer und Verstärker nicht zusätzlich noch einen Rauschpegel produzieren würden. Das Mischerrauschen überdeckt Signale, die nur mit geringer Feldstärke empfangen werden können. Leider haben viele Mischer, insbesondere jene einfachen, die in manchen unserer Schaltungen (z.B. CA 3028 A) verwendet werden, ein relativ schlechtes Rauschverhalten.
Mit einem guten HF-Vorverstärker ist es dagegen möglich, das Eigenrauschen des Mischers gewissermaßen zu “übertönen”. Der Einsatz eines derartigen Vorverstärkers ist besonders auf den Bändern anzuraten, bei denen wenig Rauschen und QRN über die Antenne aufgenommen wird. In den meisten Fällen sind dies die Bänder 20, 15 und 10 und die dazwischenliegenden WARC-Bänder. Auf den Bändern 160, 80 und 40 m ist das externe (“Band”)-Rauschen und “men made noise”, also alle Arten von nicht atmosphärischen Störungen, dagegen bereits so groß, daSS es meistens keinen Sinn macht, einen zusätzlichen Vorverstärker zu verwenden. Deshalb sind solche Empfänger etwas einfacher zu konstruieren, wenn sie als Monobander ausgeführt sind. Ein einfacher, aber wirkungsvoller Empfängervorverstärker für die Kurzwellenbänder lässt sich recht kompakt aufbauen:
Dieser HF-Vorverstärker verwendet einen N-FET als aktives Bauelement. Der Vorteil von FETs in diesen Schaltungen im “front-end” eines RX, ist die Tatsache, dass man sie leistungslos ansteuern kann und damit eine etwas höhere Empfindlichkeit möglich ist. Weiter kommt hinzu, daaa das Rauschverhalten deutlich besser ist als beim bipolaren Transistor.
Der Schwingkreis LC 1 ist wieder auf die Empfangsfrequenz abgestimmt. Er koppelt die Antenne induktiv an den Schwingkreis an. Diese Ankoppelmethode ergibt eine relativ geringe Bedämpfung des eigentlichen Schwingkreises. Nebenbei wird die Impedanz der Antenne zusätzlich herauf transformiert, was dem hochohmigen Eingang des FET eher entspricht. Das Verhältnis der Windungszahlen ist dann 1 : 5 bis 1 : 7, mit der hochohmigen Wicklung am Gate des FET.
Der Ausgang enthält diesmal keinen Schwingkreis, weil dieser schon im Experimentalaufbau dazu führte, dass Ausgang und Eingang des Verstärkers verkoppelt wurden und der Verstärker anfing, unkontrolliert zu oszillieren. Durch den Verzicht auf einen Ausgangsschwingkreises wird der Verstärkergewinn geringfügig herabgesetzt, er liegt aber immer noch bei ca. 18 bis 20 dB. Die Eingangsimpedanz an der Einkoppelspule ist auf eine Antenne mit 50Ohm Impedanz ausgelegt, wenngleich der tatsächliche Wert höher liegt. Die geringe Fehlanpassung ist aber zu tolerieren. Der Eingangsschwingkreis ist bei fRes. in jedem Falle hochohmig genug. Der Ausgang dieser Vorstufe ist niederohmig, seine Impedanz beträgt ca. 270Ohm, abhängig vom Widerstand R 3. Als Transistoren können verwendet werden: 2 N 3819, 2 SK 19, 2 SK 33 und alle Vergleichstypen.
Überprüfen der Schaltung:
An den Verstärkereingang wird ein Messsender angekoppelt, der auf die gewünschte Arbeitsfrequenz des Verstärkers abgestimmt ist. Man kann auch ein Dip-Meter in die Nähe der Eingangsspule bringen. Am Messsender wird dann ein mittlerer Pegel eingestellt (wenige uV), der Ausgang des Verstärkers wird mit einem Oszilloskop verbunden. Auf dem Schirm muss die verstärkte Schwingung jetzt sichtbar sein, sobald der Verstärker mit Spannung versorgt wird. Der Ausgangspegel des Messsenders wird nun langsam auf 0 Volt zurückgeregelt. Das Signal am Ausgang muss sich ebenfalls linear vermindern. Auf keinen Fall darf bei Erreichen eines bestimmten Spannungspegels am Eingang eine Eigenschwingung am Ausgang des Verstärkers beobachtbar sein. Das Ausgangssignal muss wirklich auf 0 Volt zurückgehen.
Falls beim Test der Schaltung doch Selbsterregung festgestellt werden sollte, muss zuerst versucht werden, den Eingang besser vom Ausgang zu entkoppeln. Dies kann durch Abschirmbleche oder Metallbecher geschehen, die um die Eingangsspule herum angebracht werden. Erst wenn diese Maßnahmen keinen Erfolg zeigen, sollte man versuchen, den Verstärkergewinn etwas zu reduzieren. Dies kann durch Verkleinern des Kondensators C 2 geschehen. Ein weiterer Weg besteht darin, die Güte des Eingangsschwingkreises herabzusetzen. Dies kann dadurch realisiert werden, dass dem Schwingkreiskondensator ein Widerstand von 10kOhm bis 100kOhm parallel geschaltet wird.
Wenn man jedoch trotz des Schwingrisikos einen auf die Arbeitsfrequenz abgestimmten Ausgangsschwingkreis einbaut, kann man den Verstärkungsfaktor nochmals maßgeblich erhöhen. Der Aufbau muss dann aber nochmals um einiges akkurater sein, dies betrifft natürlich vor allem die Entkopplung und Abschirmung der beiden Schwingkreise. Man muss trotzdem mit unliebsamen Überraschungen rechnen.
Verbesserte Stabilität der Schaltung:
Nachteilig an dieser Schaltung ist und bleibt immer die hohe Schwingneigung des Verstärkers. Um diese Gefahr nochmals zu vermindern, befinden sich ein RC-Glied (1 nF und 10 kOhm in Serie) zwischen Drain und Gate. Hier wird ein Teil der verstärkten Spannung phasenverkehrt (Phi = 180°) an das Gate zurückgeführt, und somit der Verstärkungsfaktor herabgesetzt. Wenn der Verstärker trotzdem unkontrolliert oszillieren sollte, probiert man es erst mit Abschirmung beider (!) Schwingkreise und dann mit einer Verkleinerung des Gegenkopplungswiderstandes am Drain. Eventuell können zusätzlich statt der Zylinderspulen Ringkernspulen verwendet werden, die ja selbstabschirmend sind.
Diese FET-Schaltungen werden häufig bei UKW-Rundfunkempfängern in etwas abgewandelter Schaltungstechnik eingesetzt und bringen auch auf Kurzwelle einen deutlich verbesserten Signal / Rauschabstand des Empfängers.
Wenn starke Probleme mit Eigenschwingungen auftreten, hat sich die Schaltung des FET mit geerdetem Gate bewährt. Der Verstärkungsfaktor hier ist etwas geringer (“nur” 10-12 dB). eine Beispielschaltung:
Abschließende Bemerkungen: In manchen Baubüchern werden Empfängereingangsschaltungen mit bipolaren Transistoren gezeigt. Diese sind aber heute nicht mehr Stand der Technik, weil FET-Vorverstärker bipolar bestückten Stufen in einer Reihe von Punkten überlegen sind. Da die Eingangsimpedanz von FETs wesentlich größer ist, und sie somit leistungslos gesteuert werden können, ergibt sich ein besseres Verstärkerverhalten kleinen Signalen gegenüber. Aber insbesondere das Großsignalverhalten ist wegen der quadratischen Kennlinie des FET verbessert, so dass hier höhere Spannungswerte verarbeitet werden können. Weiterhin ist die Rauschzahl des FET geringer als die eines NPN- oder PNP-Transistors. Alle die genannten Punkte sprechen eindeutig für den FET als aktives Verstärkerelement in der Eingangsstufe eines KW-Empfängers (auf höheren Frequenzen sowieso).
5.3.1.3 Mischer mit Dual-Gate MOSFET-Transistor
Da beim Superhetempfänger die Frequenz, die am Ende demoduliert wird, nicht mit der Eingangsfrequenz identisch ist, muss man diese in einen anderen Frequenzbereich umsetzen. Diese Aufgabe erledigen der oder die Mischer in einem Superhetempfänger. Die Mischung des Eingangssignals mit einer anderen festen oder variablen Frequenz wird in einem Mischerschaltkreis zusammengeführt, wobei als resultierende Frequenz zwei Signale entstehen, die Summen- und das Differenzfrequenz aus beiden eingespeisten Frequenzen. Beide neu entstandenen Frequenzen können als Zwischenfrequenzen weiterverarbeitet werden, für welche man sich entscheidet, hängt davon ab, ob “aufwärts” oder “abwärts gemischt wird”. Das gewünschte Signal wird mit Filtern ausgesiebt und weiterverarbeitet. Es gilt folgende Gleichung:
Die Mischschaltungen, die heute in der kommerziellen Funktechnik eingesetzt werden, sind ausschließlich sogenannte “multiplikative Mischschaltungen”. Auch beim Amateurfunk und bei Selbstbaugeräten hat sich diese Mischmethode durchgesetzt, weil sie einerseits eine Mischung ohne die Produktion vieler Neben- und Oberwellen erlaubt, andererseits die dafür notwendigen Bausteine (Dual-Gate MOSFETs, Differenzverstärker-ICs und Ringmodulatoren) preisgünstig angeboten werden. Additive Mischschaltungen, die den Mischprozess nicht derartig akkurat durchführen, werden in diesem Buch nicht mehr behandelt. Sämtliche hier im Empfängerteil aufgezeigten Schaltungen lassen sich natürlich immer als Sendermischer einsetzen. Es wird also nachfolgend nicht mehr ausdrücklich darauf hingewiesen werden.
Die Umsetzung der Eingangsfrequenz auf eine Zwischenfrequenz (ZF) hat mehrere Vorteile: Zum einen ist der Wert der ZF fest. Es kann also mit Quarz-, Keramikfiltern und LC-Filtern genauer gefiltert werden als wenn man eine eine variable Frequenz einsetzen würde. Alle abgestimmten Schwingkreise müssten ständig nachgestimmt werden. Zweitens kann die ZF, sofern sie niedrig genug ist, genauer und effektiver verstärkt werden.
Sehen wir uns einige typische mulitplikative Mischer einmal genauer an. Eine beliebte Schaltung in der kommerziellen Technik ebenso wie bei Amateuren ist der Mischer mit einem Dual-Gate MOSFET-Transistor, wie dem 40673 von RCA. Dieser Transistor hat zwei fast gleichwertige Gate-Anschlüsse, die beide gut voneinander isoliert sind. Wenn man auf jedes der beiden Gates (G 1 und G 2) je ein HF-Signal gibt, ist gewährleistet dass sich diese Signale selbst nicht besonders stark beeinflussen. Man spricht hier von einer “guten Signaltrennung” oder “-entkopplung”. Daraus ergibt sich, dass keine Energie des internen Empfängeroszillators (LO) über die Empfangsantenne abgestrahlt wird.
Prinzip dieser Mischung: Die Mischung arbeitet nach dem Prinzip, dass bei dieser Schaltung des MOSFET zwei Transistoren in Serie geschaltet sind, der Strom über die Source-Drain-Strecke also von zwei Steuerelektroden (Gate 1 und 2) beeinflußt wird. Am Drain-Ausgang des MOSFET kann man dann Summen- und Differenzsignal der beiden HF-Signale als Mischprodukte abnehmen.
Ein Schaltvorschlag für diesen Mischer, einsetzbar als RX-Frequenzumsetzer in einem Superhetempfänger:
Als Ersatztyp für den 40673 kann der 3 N 201, BF 350 oder der BF 900 verwendet werden. Das Dynamikverhalten dieses Mischers ist nicht ganz optimal, aber für die Eingangsstufe eines Selbstbauempfängers mehr als ausreichend. Das Rauschverhalten dagegen ist bis in den VHF-Bereich hinein als gut zu bezeichnen. Diese Schaltung ist somit ideal als erste Mischstufe in einem KW-Empfänger. Weiterhin eignet sich diese Schaltung zum Aufbau eines Empfangskonverters, wenn an den Ausgang ein normaler Empfänger angeschlossen wird. Ein Sendermischer ist ebenfalls denkbar (vgl. Kapitel 6.2).
Hinweise für Aufbau und Inbetriebnahme:
Der Eingangskreis LC 1 wird auf die zu empfangende Frequenz abgestimmt. Das HF-Signal von der Antenne oder dem Vorverstärker gelangt über einen Koppelkondensator (C1 220 pF) auf das Gate 1 des Dual-Gate MOSFET. Das Signal des Oszillators wird über C 2 (10 nF) auf das zweite Gate gegeben. Es sollte einen Pegel von 4 bis 5 VSS haben, um mit dem Mischer einen möglichst großen Dynamikumfang zu erreichen. Ein schwaches Signal vom lokalen Oszillator hat nämlich zur Folge, dass der Mischer starke Signale nicht mehr umsetzen kann, ohne Verzerrungen und Intermodulationsprodukte zu erzeugen. Die Spannung sollte aber nicht höher liegen als 7 VSS, um den Gate-Schutz des MOSFET nicht zu gefährden. Bei höheren Spannungen am Eingang kann die Isolierung des Gate defekt werden.
Der Ausgangskreis LC 2 wird auf die beabsichtigte Zwischenfrequenz abgestimmt. Diese kann an seiner Sekundärwicklung abgenommen werden. Die Spulen von LC 1 und LC 2 haben wieder ein Windungszahlenverhältnis von 1 : 4, die größere Wicklung ist immer die, an die der Parallelkondensator angeschlossen ist.
5.3.1.4 Mischer mit IC CA 3028 A
Ein weiterer häufig für Selbstbauprojekte verwendetes IC ist der Baustein CA 3028 A, der bereits bei der Erzeugung von SSB-Signalen vorgestellt wurde. Er wird hier als Empfangsmischer verwendet, eine ansonsten ähnliche Anwendung.
Wenn Sie die Innenschaltung dieses Mischers betrachten (siehe Kapitel 4), sehen Sie ebenfalls eine Strecke aus zwei in Reihe geschalteten Transistoren. Diese besteht aus den beiden Brückentransistoren (Basis an Pin 1 und 5) und dem Steuer-(AGC) Anschluß (Pin 2).
Dieser Mischer ergibt neben einer reinen Mischung beider Signale einen Verstärkergewinn in der Größenordnung von 10 bis 12 dB. Die Eingangsspannung des Oszillators am Pin 2 des CA 3028 A sollte 1,5 VSS nicht übersteigen, da sonst das Mischer-IC übersteuert würde und Intermodulationen die Folge wären. Solche Empfänger nehmen dann Signale auf, die nicht wirklich von der Antenne kommen, sondern erst im Mischer selbst produziert werden.
L1 ist ein trifilar (dreiadrig) gewickelter HF-Transformator auf einem Kern FT 37-43. Die im Schaltplan mit “X” bezeichneten Enden der Wicklung kommen an einer Seite aus der Wicklung heraus. Sie sind also gleichphasig. Eine Anleitung wie dieser Trafo herzustellen ist, findet sich im Kapitel über SSB-Generatoren.
Der Schwingkreis mit L 1 und dem variablen Kondensator zwischen den Anschlüssen 6 und 8 des CA 3028 A ist auf die Zwischenfrequenz abgestimmt. Mit dem Trimmkondensator wird das Ausgangssignal auf Spannungsmaximum abgeglichen, also so dass der Schwingkreis mit der ZF optimal resonant ist.
Weil nach dem Mischer im Superhet die Filterung der Zwischenfrequenz folgt, nun ein kurzer Blick auf:
5.3.1.5 Zwischenfrequenzen und die dazugehörigen Filter
Zuerst: Grundsätzlich kann jede beliebige Frequenz als Zwischenfrequenz benutzt werden. Mit der Zeit haben sich im Empfängerbau aber Standards herausgebildet, so dass es seit vielen Jahren einige bevorzugte Frequenzen gibt, die immer wieder verwendet werden und für die fertige Filter im Handel angeboten werden (Quarz -, Keramik- und LC-Filter). Diese sind wegen der Massenfertigung relativ preisgünstig zu erhalten. Die Standard-Zwischenfrequenzen sind
455 kHz, 9 MHz, 10,695 MHz bzw. 10,7 MHz.
Einige Worte zu den Filtern: Wie man erkennen kann, schließt jeder der beiden im vorigen Abschnitt vorgestellten Mischer mit einem Schwingkreis ab. Dieser Schwingkreis allein ist aber nicht in der Lage das ZF-Signal so zu filtern, dass unerwünschte und dicht neben dem Empfangssignal liegende Signale eliminiert werden. Um die Nahselektion eines solchen Empfängers wäre es schlecht bestellt, wenn nur ein LC-Schwingkreis als ZF-Filter eingebaut wäre. Für diese schwierige Aufgabe ist ein einfacher LC-Schwingkreis nämlich viel zu breitbandig. Je nach Güte und Frequenz hat er nämlich eine 3-dB-Bandbreite von 20 bis 100 kHz.
QRM-Signale, die direkt benachbart zum Empfangssignal sind, werden natürlich nicht beschnitten, wenn die ZF-Filterung unzureichend ist. Es ist aus diesem Grunde nötig, einige Filtermaßnahmen zusätzlich zu ergreifen, damit der Empfänger im Zwischenfrequenzverstärkerteil wirklich nur die Frequenzen verstärkt, die innerhalb einer gewünschten ZF-Bandbreite liegen.
Als ZF-Filter kommen Spulenfilter, Keramik- und Quarzfilter zum Einsatz. Spulenfilter verwendet man für 455 kHz und 10,7 MHz. Sie dienen aber nur zur “Unterstützung” der wesentlich selektiveren Quarz- und Keramikfilter. Wichtig bei der ZF-Filterung ist die für die jeweilige Betriebsart angenommene Bandbreite: Diese ist bei AM-Empfängern ungefähr 6 kHz, bei SSB 2,5 kHz und bei CW wenige hundert Hz bis einige 10 Hz. Die gewünschte Filterung für diese schmalen Durchlaßbandbreiten erreicht man normalerweise nur mit keramischen Filtern oder Quarzfiltern. Letztere können ebenso gut selbst angefertigt werden, wenn man keine käuflichen erwirbt.
Bei industriell hergestellten Keramik- oder Quarzfiltern wird immer die filterspezifische Bandbreite angegeben, bei der das Signal dann nach Durchlaufen des Filters um ein bestimmtes Dämpfungsmaß (in dB) abgeschwächt wird. Meistens wird eine Angabe für 3 oder 6 dB Dämpfung gemacht. Nur für SSB-Filter gibt man zusätzlich die 60 dB-Dämpfung an.
Wenn man die Kataloge der Anbieter durchsieht, wird nicht immer auf den ersten Blick ersichtlich, für welche Modulationsart ein solches Filter verwendet werden kann. Keramikfilter sind natürlich preisgünstiger als Quarzfilter, haben aber eine größere Bandbreite und nicht so hohe Güte. Wie sich Filter selbst anfertigen lassen ist im Abschnitt “SSB-Generatoren” in Kapitel 4 und in Kapitel 9.3 beschrieben. Grundsätzlich lassen sich alle SSB-Senderfilter ebenfalls als Empfängerfilter einsetzen.
Werfen wir noch einen Blick auf die standardmäßige Einschaltung eines Quarz- oder Keramikfilters in den ZF-Teil des RX (Abb. 66): Die Widerstände R1 und R2 bestimmen die Impedanz, die das Filter am Ein- und Ausgang für minimale Welligkeit der Durchlasskurve benötigt. Wenn die Abschlußimpedanz am Ein- oder Ausgang nämlich nicht mit dem für das Filter vorgesehenen und vom Hersteller angegebenen Wert übereinstimmt, kann die Durchlaßkurve des Filters asymmetrisch werden. Mehr darüber findet sich im Kapitel SSB-Generatoren.
Hinweise zur näherungsweisen Bestimmung der Impedanzen der an das Filter angrenzenden Schaltteile: Es ist davon auszugehen, dass die Eingangsimpedanz der meisten Zwischenfrequenzverstärker, besonders solche mit ICs wie dem MC 1350, größer als 2000 * ist. Deshalb ist man mit Widerständen in der Größenordnung von 1 bis 2 kOhm für R 2 gut beraten. Die Ausgangsimpedanz der meisten Mischer liegt im gleichen Bereich oder ist höher. Damit kann man dann für R 1 einen Widerstand einsetzen, der den selben Wert hat, wie die vom Hersteller angegebene Filterimpedanz.
Das Filter wird dann entsprechend der erforderlichen Bandbreite ausgewählt, die sich aus der Betriebsart des Empfängers ergibt. Wenn man mehrere Modulationsarten (z.B. SSB und CW) demodulieren möchte, muss man das Filter für die breiteste Modulationsart bemessen und bei den schmaleren Kompromisse machen, oder man baut eine Filterumschaltung in den ZF-Verstärker ein. Für diese HF-Umschaltung hat sich die Verwendung von Platinenrelais bewährt, die man in IC Sockel (16-polig) einstecken kann. Die in manchen Literaturen gezeigte Umschaltung mit Dioden kann besonders in diesem Fall nicht empfohlen werden, weil die Entkopplung des geschalteten und des (oder der) ungeschalteten HF-Leitungen mangelhaft ist, da die Kapazität der Dioden nicht beliebig verringert werden kann, und es immer Restkapazitäten gibt. Man riskiert also ein Übersprechen von einem Filterkanal in den anderen, und damit eine ungenügende Einschränkung der Bandbreite. Es ist dieselbe Problematik wie bei der Umschaltung der Bandfilter im Empfängereingangsteil.
In den in diesem Buch gezeigten Empfängerschaltungen wird die Filterung immer am Anfang des Zwischenfrequenzteiles vorgenommen. Man könnte theoretisch zwar die Selektion an einer beliebigen Stelle des ZF-Teils vornehmen, also auch in der Mitte oder sogar am Ende des ZF-Verstärkers. Dies ist jedoch nicht empfehlenswert, weil bei dieser Methode der späteren Filterung die Frequenzanteile, die nicht mehr in die Durchlassbandbreite gehören, nicht schon frühzeitig eliminiert werden. Im umgekehrten Fall, wenn früh gefiltert wird, können sie sich deshalb im ZF-Verstärker selber nicht mehr mit anderen überlagern oder unkontrolliert mischen.
SSB-Filter sind von 2,4 bis 2,5 kHz breit (bei 6 dB) und haben bei 4,8 kHz schon 60 dB Dämpfung. CW-Filter liegen im Bereich von 100 bis 500 Hz. Diese schmalen ZF-Filter gibt es nur als Quarzfilter.
Hier eine Übersicht über vielfach in Industrie- und Selbstbaugeräten verwendete ZF-Filter für die standardisierte Zwischenfrequenz 455 kHz: Die beiden vorgestellten AM-Filter können genauso gut in SSB-Empfängern versuchsweise eingebaut werden. Wegen der höheren Bandbreite muss allerdings mit zusätzlichem QRM beim Empfang gerechnet werden, weil die Selektion doch etwas ungenügend ist. Leider ist wirklicher Einzelsignalempfang teilweise problematisch, weil unter Umständen die Position von sog. “zero-beat” so liegen kann, dass das Signal zweimal empfangen wird.
5.3.1.6 Vergleich zwischen Einfach- und Doppelsuper
In fast allen kommerziell angebotenen Funkgeräten wird der Empfänger nicht nur mit einer, sondern mit 2 oder mehr Zwischenfrequenzen betrieben. Wie ist das zu begründen?
Eine einfache Antwort: Eine einzige ZF kann eigentlich die zwei Dinge, die der Konstrukteur von ihr erwartet, nicht gleichzeitig erfüllen.
Dies sind nämlich
- a) Die Zwischenfrequenz muss einen niedrigen Wert haben, am besten im Bereich von 200 bis 500 kHz, weil sich derart tiefe Frequenzen besser verstärken und filtern lassen, als höhere, etwa 9 oder 10,7 MHz.
- b) Die ZF sollte sehr hoch liegen, weil sich dadurch die Gefahr, Spiegelfrequenzen zu empfangen, sehr stark verringert. Je höher die Frequenz, desto weiter liegen die beiden Empfangsfrequenzen auseinander, die der Empfänger theoretisch empfangen kann.
Wie man sieht, hat sowohl die Forderung nach einer niederen Zwischenfrequenz, als auch die nach einer hohen ihre Berechtigung. Eine Lösung dieses Konfliktes ist das Doppelsuperprinzip, also eine zweifache Umsetzung der Empfangsfrequenz. Das Eingangssignal wird zuerst auf eine hohe (z.B. 9 oder 10,7 MHz) Zwischenfrequenz umgesetzt, geringfügig verstärkt und vorgefiltert. Danach wird diese hohe Zwischenfrequenz durch Mischung mit einem weiteren Signal, das von einem Quarzoszillator erzeugt wird, auf eine niedrige ZF (z.B. 455 kHz) heruntergemischt. Hier findet dann die Hauptverstärkung statt. Ebenso wird die ZF-Filterung, also die Reduzierung der Breite des Durchlassbandes, hauptsächlich auf dieser Ebene vorgenommen.
Sollte der Amateur Doppelsuper konstruieren? Diese Frage ist nicht leicht zu beantworten. Die Antwort hängt zu einem gewichtigen Teil von der Erfahrung des Konstrukteurs ab. Doppelsuper haben nämlich leider für den selbstbauenden Amateur zwei entscheidende Nachteile. Erstens wird die Schaltung wesentlich komplizierter, weil zwei Mischer und zwei ZF-Verstärker konstruiert, getestet und abgeglichen werden müssen. Zweitens erzeugt jeder Mischer nicht nur ausschließlich das Summen- und das Differenzsignal der beiden Frequenzen (wie in der Theorie meist behauptet), sondern ebenfalls andere Frequenzen, sogenannte Intermodulationsprodukte. Ein Doppelsuper hat deshalb mehr “Eigenpfeifstellen” als ein Einfachsuperhet. Als “Eigenpfeifstelle” bezeichnet man Stellen auf der Empfangsskala, wo der Empfänger eines seiner Mischprodukte selbst empfängt. Man erkennt diese Stellen daran, das das empfangene Signal nicht verschwindet, wenn man die Antenne vom Empfänger trennt.
Es hat sich deshalb in der Amateurtechnik für den Selbstbau durchgesetzt, mit nur einer ZF zu arbeiten, und diese wegen der Spiegelfrequenzsicherheit im Bereich von 7 bis 10,7 MHz zu wählen. Um einen möglichst schmalen ZF-Durchlaßbereich zu erhalten, wählt man aber entsprechend enge ZF-Filter. Hier haben sich SSB-Filter mit einer Bandbreite von 2,4 kHz (* 200 Hz) bewährt. Diese lassen sich in einem Transceiver dann abwechselnd als Sende-SSB-Filter benutzen, so dass man gewissermaßen zwei Fliegen mit einer Klappe schlägt und einen preisgünstigen Aufbau erreicht.
Da dieses Empfangsprinzip wegen seiner größeren Nachbausicherheit im vorliegenden Buch angewendet werden soll, folgt eine Schaltung für einen ZF-Verstärker für höhere Zwischenfrequenzen, der aber auch für 455 kHz zu dimensionieren ist, wenn man das LC-Ausgangsfilter entsprechend anpasst. Die kapazitiven Widerstände der eingebauten Kondensatoren sind dann natürlich für die niedere ZF etwas zu hoch. Man kann diese dann ebenfalls anpassen oder die Werte so belassen, und sich mit der Gewissheit zufrieden geben, dass der Verstärker bei 455 kHz sowieso einen höheren Verstärkungsfaktor hat. Zur Erinnerung: Die Verstärkung eines Transistors nimmt pro Oktave, die die Frequenz tiefer liegt, um 3 bis 6 dB zu.
5.3.1.7 Ein 2-stufiger Zwischenfrequenzverstärker für 9 oder 10,7 MHz
An das Filter also schließt sich dann der Teil an, der für Verstärkung des ZF-Signales zuständig ist. Im ZF-Verstärker wird das bis dahin recht schwache Zwischenfrequenzsignal so weit verstärkt, dass es entweder dem Demodulator, bei SSB und CW dem Produktdetektor, oder einem weiteren Mischer zugeführt werden kann. In beiden Fällen wird das ZF-Signal auf einen anderen Frequenzbereich umgesetzt (Audiofrequenz oder neue ZF).
In vielen kommerziellen und natürlich in Selbstbauempfängern wird eine standardisierte Zwischenfrequenz von 9 oder 10,7 MHz benutzt. Die beiden vorher im Kapitel 3 beschriebenen HF-Verstärkerschaltungen lassen sich mit wenigen Modifikationen zu einem 2-stufigen ZF-Verstärker für diese Frequenzen kombinieren, den man in einen KW-Überlagerungsempfänger einbauen kann. Die Schaltung musste allerdings aus Stabilitätsgründen leicht modifiziert werden.
Der ZF-Verstärker schließt in dieser Version mit nur einem Schwingkreis ab. Dies hat seinen Grund natürlich in der Zielsetzung, die Schaltung HF-technisch so stabil wie möglich zu konstruieren. Je mehr abgestimmte Kreise, die ja eine hohe Schwingkreisgüte (Q) haben, in einem Zwischenfrequenzverstärker enthalten sind, desto größer ist die Wahrscheinlichkeit, dass diese Schaltung selbst zu oszillieren beginnt.
Die notwendigen Maßnahmen wurden über eine Verminderung des Verstärkungsfaktors erreicht. Dies betrifft ebenfalls die Kondensatoren C 2 und C 5. Wegen der hohen Gesamtverstärkung müssen deren Werte reduziert werden, was den Verstärkungsgewinn geringfügig absenkt. Auch der Koppelkondensator zwischen den Stufen (C 3 330 pF) muss beachtet werden. Je größer dessen Wert, desto leichter neigt der Verstärker zur Oszillation. Der Widerstand R 6 (270 *) dient zur Entkopplung der Betriebsspannung der beiden Verstärkerstufen. Falls sich Reste von Hochfrequenz auf der +-Leitung befinden, können diese nicht von der einen Stufe in die andere gelangen, da sie durch die 0,1 *F-Kondensatoren gegen Masse kurzgeschlossen werden. Die Gesamtverstärkung dieses ZF-Verstärkers liegt in der Größenordnung um 50 dB.
Besonderheiten beim Aufbau: Wegen der schon erwähnten möglichen Stabilitätsprobleme muß beim Aufbau besondere Sorgfalt auf die Leitungsführung verwendet werden. Es ist wichtig, Verbindungen so kurz wie möglich auszuführen. Insbesondere Masseleitungen sollten so kompakt und breit wie möglich sein, um störende Induktivitäten weitgehend zu vermeiden. Hier leistet die schon mehrfach erwähnte aufklebbare Kupferfolie gute Dienste.
Test der Schaltung: Sie benötigen einen HF-Generator für die gewünschte Frequenz. Schließen Sie ihn an den Eingang an und stellen Sie vorerst einen mittleren Pegel (wenige mV) bei der Ausgangsspannung ein. Stellen Sie sicher, das der Schwingkreis LC 1 in etwa auf Resonanz zu der Frequenz des Oszillators abgestimmt ist (mit dem Dip-Meter). Dann verbinden Sie ein Oszilloskop mit dem Ausgang des Verstärkers. Hier müssen Sie jetzt die Schwingungen verstärkt messen können.
Mögliche Fehlerursachen und deren Eingrenzung:
Wenn Sie am Ausgang des Verstärkers keinen Pegel eines HF-Signals feststellen können, kommen verschiedene Ursachen in Betracht. Eine häufige davon ist: Der Schwingkreis LC 1 ist nicht in Resonanz. Messen Sie mit dem Oszilloskop am Kollektor von Tr 1 oder an der Basis von Tr 2. Wenn Sie hier ein Signal feststellen können, arbeitet die zweite Stufe nicht. Testen Sie, ob am Transistor
Tr 2 Spannung anliegt. Verändern Sie dann einmal probeweise die Frequenz des HF-Generators um 1 MHz nach oben und unten, um zu versuchen, ob auf einer anderen Frequenz Resonanz möglich ist. Sollte dies der Fall sein, passen Sie L oder C oder beide des Kreises LC 1 an. Wenn die erste Stufe nicht arbeitet, prüfen Sie die Gleichspannungen an den drei Anschlüssen des Transistors.
Wenn Sie einen Regler in dieses Schaltung einbauen wollen, um die Verstärkung einstellen zu können (RF-Gain), schalten Sie zu R 9 (220 *) ein Potentiometer mit 1 k* Widerstand in Reihe.
5.3.1.8 Ein ZF-Verstärker mit dem IC MC 1350
Zwischenfrequenzverstärker kann man nicht nur mit diskreten Bauteilen aufbauen, sondern auch mit ICs. Eines davon ist der Videoverstärker MC 1350 von Motorola. Videoverstärker sind breitbandige Schaltungen, die Frequenzen vom Gleichstrombereich (= 0 Hz) bis zu über 60 MHz verarbeiten können. Der Verstärkergewinn liegt dabei regelmäßig zwischen 45 und 55 dB. Für dieses Motorola-IC gibt es viele Standardschaltvorschläge für die Applikation als HF-Selektivverstärker, einen davon soll nachfolgend vorgestellt werden.
Der Schwingkreis LC 1 wird wieder auf die Arbeitsfrequenz abgestimmt. Der Regler VR 1 ist der Verstärkungsregler. Der Verstärker liefert eine maximale Amplitude, wenn die Spannung am Anschluss 5 des IC auf dem niedrigsten Wert liegt. Eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) läßt sich an diesem Punkt ebenfalls leicht anschließen. Positive Spannungen an diesem Anschluss senken die Verstärkung des ICs ab. Diese Schaltung kann theoretisch sogar für Frequenzen bis 100 MHz verwendet werden. Der Verstärkergewinn des IC liegt bei ca. 50 bis 55 dB.
Bei dieser Anwendung des MC 1350 sollte die Entkopplung von Eingang und Ausgang wegen der hohen Gesamtverstärkung der Schaltung besonders sorgfältig vorgenommen werden, weil es sonst hier zu Schwingneigung kommen kann. Diese ungewollten Schwingungen können natürlich durch Absenken der Durchgangsverstärkung mit VR 1 vermieden werden, man verschenkt jedoch wertvollen Verstärkergewinn dieses sehr leistungsfähigen ICs. Kurze Leitungsführung und gute Masseverbindung sind hier sehr wichtig.
5.3.1.9 Ein ZF-Verstärker mit dem IC CA 3028 A
Eine weitere Schaltung eines ZF-Verstärkers läßt sich mit dem IC CA 3028 A von RCA realisieren, der schon häufiger in diesem Buch verwendet wurde. Die Anschlußbelegung des IC können Sie im Kapitel 4 nachschlagen.
Der Verstärker ist eigentlich, wie aus dem Innenschaltbild (siehe Kapitel 4.6.2) hervorgeht, ein symmetrischer Verstärker. Er wird allerdings in dieser Schaltung unsymmetrisch betrieben, denn der Kollektor des einen Transistors liegt direkt auf der Versorgungsspannung, gibt also keine HF-Energie in den Ausgangsschwingkreis ab. Der Verstärkungsgewinn der Schaltung ist deshalb nicht ganz so hoch, ca. 20 bis 25 dB.
Der Abgleich bzw. Test wird genauso durchgeführt wie bei dem vorher beschriebenen Verstärker mit dem MC 1350. Achten Sie hier wieder darauf, dass der Kreis LC 1 in Resonanz ist, und das keine wilden Schwingungen auftreten. Sollte dies der Fall sein, schalten Sie einen Widerstand zum Ausgangsschwingkreis parallel. Er senkt die Schwingkreisgüte des Ausgangskreises ab. Nähere Informationen entnehmen Sie bitte den Erklärungen zu ausgewählten Begriffen am Ende des Buches. Der Wert dieses Widerstandes wird durch Experiment bestimmt. Er sollte so bemessen sein, dass der Verstärker gerade nicht mehr schwingt.
5.3.1.10 Demodulatoren für SSB und CW: Allgemeine Informationen
SSB, CW und RTTY- Signale lassen sich mit dem gleichen Demodulatortyp hörbar machen: Mit dem Produktdetektor. Wie funktioniert er?
Der Produktdetektor mischt die HF oder ZF, mit einem Signal. dessen Frequenz nur geringfügig größer oder kleiner ist als diese Frequenz. Dieses Signal kommt von einem BFO (beat frequency oscillator), und kann eigentlich als Zuführung des nicht vorhandenen Trägers verstanden werden. Wenn ein HF- oder ZF-Signal an den Eingang des Produktdetektors gelangt, wird es mit dem BFO-Signal gemischt. Das bei dieser Mischung entstehende Differenzsignal fällt in den NF-Bereich, und wird in einem NF-Verstärker (eventuell unter Zwischenschaltung eine NF-Vorverstärkers) auf Lautsprecherstärke gebracht. Der Produktdetektor ist also ein Mischer, seine Ausgangsfrequenz allerdings ist niederfrequent. Deshalb können prinzipiell die schon vorher besprochenen Mischerschaltungen (Dioden-Ringmischer, CA 3028 A, Dual-Gate MOSFET etc.) verwendet werden.
5.3.1.11 Ein Produktdetektor mit 2 Dioden
Eine der einfachsten Schaltungen eines Produktdetektors arbeitet passiv (nichtverstärkend) und wird mit 2 Siliziumdioden aufgebaut. Die Durchgangsdämpfung des Signals im Mischer liegt bei nur -5 dB und lässt sich mit einem nachgeschalteten NF-Vorverstärker leicht wieder ausgleichen. Dieser Produktdetektor kann universell für Superhetempfänger mit einer ZF zwischen 455 kHz und 10,7 MHz verwendet werden. Für Direktmischerempfänger sollte diese Schaltung dagegen nicht eingesetzt werden, weil die Unterdrückung von AM-Trägern nicht besonders ausgeprägt ist. Hier sind doppelt balancierte Mischer (solche mit 4 Dioden im Ring) oder entsprechende ICs (z.B. MC 1496, NE 602) eher empfehlenswert. Für Superhetempfänger als Abschluss des ZF-Teiles, ist diese Schaltung jedoch sehr gut zu verwenden.
Die Dioden sollten wieder mit dem Ohmmeter auf möglichst gleichen Widerstand in Flussrichtung hin ausgesucht werden. Die Drossel Dr 1 ist eine 10 mH Spule, die verhindern soll, dass die HF aus dem BFO nach Masse (zum Kondensator C2) hin abfließt. Sie ist dagegen durchlässig für die bei der Mischung erzeugte NF. Das Signal des BFO sollte im Bereich von 3 bis 5 VSS liegen, um optimalen Dynamikumfang des Produktdetektors zu ermöglichen. Der 0,1 uF Kondensator hat die Aufgabe restliche Hochfrequenzen aus dem Mischer nach Masse ableiten.
5.3.1.12 Ein Produktdetektor mit 4 Dioden
Ein Diodenmischer mit 4 Dioden ergibt im Gegensatz zu dem mit 2 Dioden eine größere Durchgangsdämpfung (8 statt 5 dB). Der Vorteil liegt aber in der besseren Isolation der Anschlüsse (Eingang 1, Eingang 2 und Ausgang) voneinander und im höheren Dynamikumfang. AM-Demodulation ist hier nicht so problematisch wie in der vorherigen Schaltung. Eine relativ einfach aufzubauender Produktdetektor kann so aussehen:
L1 und L2 sind trifilare HF-Transformatoren auf einem Ringkern FT 37-43. Es werden 15 Windungen 0,2 mm Kupferlackdraht trifilar aufgewickelt. Der Wicklungssinn ist wieder mit einem “X” in der Schaltung markiert und muß unbedingt eingehalten werden.
Aufbauhinweis: Achten Sie darauf, daß keine langen Leitungen verwendet werden, und der Aufbau und Anordnung der Bauteile auf der Platine symmetrisch ist. Dadurch vermeiden Sie einseitige Einstreuungen und Verkopplungen von nur einem Teil der Schaltung.
5.3.1.13 Ein Produktdetektor mit dem IC MC 1496
Diese Schaltung ist eine weitere Standardapplikation des MC 1496. Das Motorola-IC MC 1496 wurde in diesem Buch bereits als SSB-Generator vorgestellt , dort ist die Anschlußbelegung des ICs mit seinen verschiedenen Gehäuseformen abgebildet. Das MC 1496 eignet sich, weil es ein speziell für Mischungen konstruierter Baustein ist, sehr gut als Produktdetektor. Es hat Vorteile gegenüber anderen bereits vorgestellten Mischer-ICs, weil es sich um einen doppelt balancierten Mischer handelt. Bei dieser Schaltung ist die Trägerunterdrückung wesentlich besser als bei einfach balancierten Mischern (wie z.B. dem CA 3028 A oder der Diodenschaltung mit 2 Dioden aus dem vorhergehenden Abschnitt). Es treten daher bei DC-Empfängern nicht so große Probleme mit AM-Signalen außerhalb des Passbandes auf. Auch der Dynamikumfang ist so groß wie bei keinem der sonst benutzten Mischer. Doppelt balancierte Mischer können deshalb für Direktüberlagerungsempfänger eher verwendet werden, die mit stark wechselnden Signalstärken und AM-Sendern konfrontiert werden.
5.3.1.14 Audio-Verstärker
Audio-Verstärker werden im Kapitel 3 ausführlich beschrieben, so dass hier nicht näher auf die verschiedenen Schaltungen eingegangen werden soll. Die Bauanleitungen für komplette Empfänger und die Transceiver dieses Buches enthalten NF-Endverstärker, die in eigene Konstruktionen eingebaut werden können.
Bei der Konstruktion der Niederfrequenzstufen sollte man sich vergegenwärtigen, dass nur ein bestimmter Teil des NF-Spektrums für die Informationsübertragung notwendig ist. Es sind dies die Frequenzen von 300 bis 3000 Hz. Das Abschneiden der unerwünschten Anteile kann leicht mit Kondensatoren erreicht werden. Serienkondensatoren in der NF-Leitung von 0,047 uF bis 0,1 uF erlauben es, nur die höheren Frequenzanteile durchzulassen. Werte von 0,1 uF bis 0,22 uF gegen Masse geschaltet, bevorzugen die niederfrequenten Anteile des Spektrums, indem die hochfrequenten kurzgeschlossen werden. Durch letztgenannte Maßnahmen klingt ein Empfänger angenehmer, weil insbesondere die höherfrequenten Rauschanteile etwas reduziert werden.